Амплітудні кутові пеленгатори і дискримінатори

Размещено на http://www.

пеленгатор дискримінатор сигнал амплітудний

Амплітудні кутові пеленгатори

Амплітудний пеленгатор конструкційно виконується у вигляді однієї антенної системи з двома рознесеними за кутом ДН, які мають єдиний фазовий центр.

Сигнали, прийняті двома антенами, надходять на них одночасно, тобто з однаковою фазою, але з різними амплітудами, тому що диференціальні коефіцієнти підсилення ДН G_>1>() і G_>2>() неоднакові і залежать від кута надходження сигналів відповіді.

Напрямок надходження сигналів _>ц>відносно РСН визначається за співвідношенням диференціальних коефіцієнтів підсилення G_>1>()/G_>2>(), тобто в остаточному підсумку, за співвідношенням амплітуд сигналів у двоканальному приймачі (U_>1>/U_>2>). Використання двоканального принципу дозволяє визначати кутове положення цілі незалежно від абсолютних значень амплітуд прийнятих сигналів, тобто незалежно від відстані до цілі, потужності передавача відповідача, згасання радіохвиль в атмосфері й інших дестабілізуючих чинників. Але тоді, зазвичай, на перший план висувається вимога взаємної амплітудної стабільності обох каналів приймального тракту аж до вхідних ланцюгів відповідного кутового дискримінатора.

Наведена на рис. 1 найпростіша реалізація амплітудного кутового пеленгатора має ряд недоліків. Головний недолік полягає в тому, що в такому пеленгаторі відсутній єдиний канал, за яким провадиться запит і відбувається прийом сигналів відповідей.

Крім того, у найбільш важливій зоні поблизу РСН спостерігається знижена чутливість пеленгатора стосовно прийнятих сигналів. Виникають також певні труднощі в реалізації систем придушення бокових пелюсток обох ДН антени.

У зв’язку з цим у кутових амплітудних пеленгаторах сучасних моноімпульсних вторинних оглядових радіолокаторів використовують дещо інший принцип амплітудного порівняння прийнятих сигналів. Цей принцип припускає, що для запиту і прийому відповіді використовується та сама антена, яка формує одночасно три ДН: так звану «сумарну» гостроспрямовану ДН (Σ), різницеву (Δ), що має глибокий провал у напрямку осі симетрії сумарної діаграми, і неспрямовану діаграму (Ω), призначену для придушення сигналів бокових пелюсток сумарної ДН за запитом і відповіддю. Ця діаграма охоплює всі бокові пелюстки сумарної і різницевої діаграм, але не охоплює головні пелюстки цих діаграм (рис. 1).

Ширина сумарної ДН в азимутальній площині на рівні -3 дБ зазвичай обирається у межах 2…3°, тоді кут між двома максимумами різницевої ДН становить 2,5…3,5°. У цьому випадку глибина нуля різницевої ДН на 28…38 дБ нижче максимального рівня сумарного променя.

Згідно з чинними нормами рівень бокових пелюсток сумарної ДН має бути менше –24 дБ, а випромінювання потужності неспрямованої антени за всіма напрямками, крім напрямку головної пелюстки сумарної антени, має бути менше –9 дБ у порівнянні з випромінюванням потужності головною пелюсткою сумарної ДН.

На відміну від амплітудного кутового пеленгатора, відхилення цілі від кутового положення осі антени визначається не за співвідношенням амплітуд сигналів U_>1>/U_>2>, а за співвідношенням амплітуд сигналів у різницевому і сумарному каналах пеленгатора (U_>>/U_>>). Розглянуте вище ілюструється рис. 2. У верхній частині рисунку в прямокутних координатах в умовному вигляді наведені сумарна G_>>() і різницева G_>>() ДН антени у функції відхилення азимутального куту  від осьового положення антени. Штриховою лінією показана так звана поправна діаграма G_>>/G_>>_>,>утворена діленням коефіцієнтів підсилення різницевої ДН на коефіцієнти сумарної діаграми.

Якщо при обертанні антени у якийсь момент в зоні дії сумарної ДН опиниться ПС і воно відповідатиме на запит, то на сумарному і різницевому виходах пеленгатора з’являться сигнали відповіді U_>>_>1> і U_>>_>1>. У момент появи сигналу U_>>_>1> фіксується миттєве положення антени _>А1>, а за співвідношенням сигналів U_>>/U_>>_>>визначається кутова поправка _>ц1>, за допомогою якої визначається справжнє кутове положення цілі

Сумарна і різницева ДН антени є парними функціями кутів . Тому залежність U_>>/U_>> є також парною функцією , за якою не можна однозначно визначити знак відхилення цілі від кутового положення осі антени. У сумарно-різницевих амплітудним кутових пеленгаторах знак коригувальної кутової добавки доводиться визначати оцінюванням різниці фаз  сигналів, прийнятих за сумарним і різницевим каналами. Справа в тому, що фаза сигналів сумарного каналу залишається незмінною в межах усієї сумарної ДН антени, а в різницевому каналі спостерігається різка зміна фази сигналу від +90 до -90 у точці нульового відхилення азимутального кута від положення осі антени.

У нижній частині рис. 2 наведена залежність різниці фаз  між сумарним і різницевим сигналами у функції кута . За позитивних значень  коригувальна добавка _>ц> матиме негативний знак, а за негативних – позитивний. Таким чином, амплітудні кутові дискримінатори, призначені для визначення коригувальної добавки _>ц>, повинні містити пристрої, що реагують не лише на співвідношення амплітуд сигналів U_>> і U_>>, але і на різницю фаз =+90 або =-90.

Розглянемо деякі кількісні співвідношення, що визначають можливість реалізації сумарно-різницевого амплітудного пеленгатора. Антени, які формують одночасно три ДН, конструкційно зазвичай виконуються у вигляді пласких антенних ґраток, що містять у поземній площині до 35, а у прямовисній – до 12 випромінюючих елементів. Для отримання вузької ДН в поземній площині з малим рівнем бокових пелюсток використовується рівномірне розташування елементів у ґратці і синфазне їхнє заживлення. Розподіл потужності за поземним розкривом антени засновується в теоретичному плані на функціях Дольфа – Чебишева, а в практичному плані наближається ближче до розподілу Тейлора. Сумарна ДН тоді описуватиметься виразом:

, (1)

де I – інтегральна дифракційна функція типу ; l – розкрив антени;  – довжина хвилі; Δφ – кут відхилення від максимуму ДН антени.

Для одержання різницевої ДН у найпростішому випадку антенні ґратки поділяться на дві половини й обидві половини заживлюються у протифазі. Діаграма описуватиметься тоді виразом:

. (2)

Вирази (1) і (2) дозволяють визначити поправну функцію амплітудно-різницевого пеленгатора

(3)

Графіки поправних функцій такого пеленгатора для різних поземних розмірів антен наведені на рис. 3. Прийнята довжина хвилі 27,5 см відповідає несучій частоті сигналів відповіді 1090 МГц. Крутизна поправних функцій достатньо велика для отримання високої точності визначення кутового положення цілі.

Робочим сектором ДН сумарно-різницевого амплітудного пеленгатора за умови прийому достатньо великих рівнів сигналів приймається азимутальний сектор, обмежений точками перетинання сумарної і різницевої ДН (рис. 2, а і б). Ці точки можуть бути відшукані за допомогою виразів (1) і (2), якщо припустити виконання умови:

тобто

де – граничні значення азимутальних кутів робочого сектора.

Значення тригонометричних функцій у виразах однакові при аргументах 45, або ж в радіанах 0,785. Отже,

Звідси ,

або для хвилі довжиною 0,275 м і з урахуванням переходу від радіанної міри до градусної де розкрив антени l вимірюється у метрах. Для часто використовуваних у сучасних амплітудних пеленгаторах антенних ґраток із поземними розмірами 5 і 8 м, що забезпечує необхідну ширину сумарної ДН порядку 2,0…2,3 на рівні –3 дБ, одержуємо відповідні граничні значення робочих секторів ±1,57 і ±0,981°, а це цілком достатньо для нормальної роботи пеленгаторів.

, (4)

Сучасний розвиток антенної техніки не викликає принципових труднощів у виготовленні сумарно-різницевих амплітудних пеленгаторів, що задовольняють усі вимоги використання їх у моноімпульсних вторинних оглядових радіолокаторах. Певні проблеми виникають лише у розробці кутових дискримінаторів, оскільки отримана в амплітудних пеленгаторах висока точність визначення кутового положення цілі може бути збережена лише за високої стабільності параметрів цих дискримінаторів.

Амплітудний кутовий дискримінатор

Амплітудний кутовий дискримінатор визначає коригувальний кутовий зсув положення цілі _>ц> відносно кутового положення максимуму сумарної ДН антени пеленгатора. Значення _>ц> визначається за співвідношенням амплітуд сигналів U_>> і U_>>, пpийнятих різницевим і сумарним каналами амплітудного пеленгатора. Для того, щоб результат визначення не залежав від абсолютних значень U_>> і U_>>, використовується не різниця, а відношення амплітуд цих сигналів

Якщо параметри антени відомі, тобто відомі форми різницевої і сумарної ДН антени, то відомі сама функція та похідна цієї функції. Ці функції записуються до пам’яті обчислювального пристрою, і на амплітудний кутовий дискримінатор покладається лише задача оперативного визначення співвідношень прийнятих від кожної цілі сигналів U_>> і U_>> і знака цих співвідношень. Спрощена функціональна схема такого дискримінатора наведена на рис. 4.

На вхід дискримінатора надходять сигнали із сумарного і рiзницевого каналів амплітудного пеленгатора. У змішувачах високочастотні сигнали U_>> і U_>> перетворюються в проміжну частоту, підсилюються в логарифмічних підсилювачах, детектуються амплітудними детекторами і далі надходять до схеми порівняння, яка обраховує логарифми вхідних сигналів. Вихідний сигнал у цьому випадку дорівнюватиме

де К_>1> і К_>2>– коефіцієнти передачі відповідних каналів амплітудного дискримінатора.

Якщо коефіцієнти К_>1> і К_>2>однакові, то

. (5)

Вихідна напруга U_>ВИХ>утворює пеленгаційну характеристику, що є функцією кута _>Ц> між напрямком на ціль і віссю симетрії сумарної пелюстки ДН антени, оскільки

На рис. 5 наведені графіки таких пеленгаційних характеристик для ідеалізованих випадків, коли ДН антени пеленгатора описуються виразами (1), (2), довжина хвилі λ=0,275 м і поземні розміри фазованих антенних ґраток дорівнюють відповідно 10; 8 і 5 м. Найбільша крутизна характеристики відповідає малим значенням Δ φ_>Ц>, із чого випливає, що похибки вимірювання амплітуд сигналів мінімально впливають на точність визначення кутового положення цілі в тих випадках, коли ціль знаходиться поблизу центру ДН сумарного променя антени.

За великих відхилень положення цілі від напрямку осі антени крутизна пеленгаційної характеристики знову збільшується, але це, зазвичай, відбувається вже за межами робочого сектора пеленгатора, коли значення сигналу, прийнятого сумарною ДН, значно змeншується і погіршується відношення сигнал/шум.

Пеленгаційна характеристика є парною функцією кутового відхилення Δ φ_>Ц.> Тому для визначення знака відхилення Δ φ_>Ц> у схемі амплітудного кутового дискримінатора передбачений ФД, до якого надходять сигнали проміжної частоти сумарного і різницевого каналів.

До ФД амплітудного дискримінатора не висуваються жорсткі вимоги до точності визначення різниці фаз цих сигналів. Від нього потрібно лише визначення знака цієї різниці, тобто +90 або -90^, оскільки у точці, що відповідає максимуму ДН сумарного променя антени, відбувається зміна фази сигналу різницевого каналу на 180^(див. рис. 2). На виході ФД відповідно утвориться позитивна або негативна напруга «Знак», що разом із вихідною напругою дискримінатора (U_>вИх>) подаються до обчислювального пристрою.

Похибка визначення кутової поправки в амплітудному дискримінаторі залежить від ідентичності обох каналів дискримінатора і точності логарифмування сигналів у них. Необхідна короткочасна і довгострокова ідентичність коефіцієнтів підсилення досягається за рахунок використання диференціальних систем автоматичного регулювання підсилення, які працюють за власними шумами приймачів або за пілот-сигналами. Часто за пілот-сигнал використовують сигнали контрольних відповідачів (позиційних моніторів), розташованих на відстані 2…4 км від запитувача у точці зі заздалегідь відомими координатами. За сигналами відповідей контрольного відповідача провадиться корекція параметрів кутового дискримінатора і контроль роботоздатності всієї апаратури моноімпульсного ВРЛ.

Логарифмування сигналів в амплітудних дискримінаторах може проводитися як на проміжній, так і на відеочастоті. Найбільш висока точність логарифмування досягається в багатокаскадних підсилювачах проміжної частоти з використанням методу послідовного детектування.

Точність утворення логарифмічного закону амплітудної характеристики таких підсилювачів досягає 0,5 дБ у динамічному діапазоні порядку 80 дБ. За межами цього діапазону похибки логарифмування різко зростають. Якщо похибки логарифмування носять стабільний характер, то вони можуть бути компенсовані в обчислювальному пристрої, який перетворить вихідні сигнали дискримінатора в значення кутової поправки _>ц>. Досягається це уведенням відповідних змін у калібровані характеристики пристроїв пам’яті під час їхнього програмування.

Основною позитивною рисою амплітудних кутових дискримінантів є простота їхньої технічної реалізації. Недоліком є необхідність виконання вимог суворої ідентичності сумарного і різницевого каналів щодо коефіцієнтів підсилення і точності логарифмування. Ці недоліки не є принциповими, вони усуваються уведенням спеціальних засобів стабілізації підсилення каналів за каліброваними пілот-сигналами.

На цей час амплітудні кутові дискримінанти використовуються в моноімпульсних вторинних оглядових радіолокаторах SIR-M фірми Alenia, SIR-S фірми Alenia Marconi System і радіолокаторах типу Condor (Condor, Condor 2, Condor S) фірми Cossor Electronics Limitеd компанії Raytheon.