Усилитель мощности звуковой частоты (работа 1)

Московский ордена Ленина, ордена Октябрьской Революции и ордена Трудового Красного Знамени Государственный Технический Университет имени Н.Э. Баумана

Факультет ЭИУК

Кафедра ЭИУ –1 КФ

РАСЧЁТНО-ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА

к курсовой работе по микросхемотехнике

на тему: “Усилитель мощности звуковой частоты“

Студент: Перцев А.М.

Группа: РПД - 71

Руководитель проекта: Лоскутов С.А.

Калуга 2007 г.

Задание

Промоделировать схему усилителя НЧ на МДП- транзисторах в программе Multisim 8. Также проверить характеристики получившийся схемы на соответствие техническим характеристикам данного усилителя используя следующие анализы, входящие в пакет Multisim 8:

- Анализ по переменному току (АЧХ, ФЧХ);

- Анализ Фурье;

- Переходный анализ;

- Температурный анализ;

- Параметрический анализ;

- Анализ сигнал/шум

-Анализ искажений

- THD анализ

Введение

В настоящее время в технике повсеместно используются разнообразные усилительные устройства. В каждом радиоприёмнике, в каждом телевизоре, в компьютере и станке с числовым программным управлением есть усилительные каскады. В зависимости от типа усиливаемого параметра усилительные устройства делятся на усилители тока, напряжения и мощности. Усилитель мощности предназначен для передачи больших мощностей сигнала без искажений во внешнюю нагрузку в качестве которой обычно выступает акустическая система. Обычно они являются выходными каскадами многокаскадных усилителей. Основной задачей усилителя мощности является выделение на нагрузке возможно большей мощности.

Усиление напряжения в усилителе мощности является второстепенным фактом. Для того чтобы усилитель отдавал в нагрузку максимальную мощность, необходимо выполнить условие RВЫХ=RН. Основными показателями усилителя мощности являются: отдаваемая в нагрузку полезная мощность PН, коэффициент полезного действия, коэффициент нелинейных искажений KГ и полоса пропускания АЧХ. Значительный запас мощности, которым обладает усилитель, позволяет получить большой динамический диапазон громкостей, что повышает естественность звучания, улучшает стабильность работы при номинальной мощности и обеспечивает незначительные нелинейные искажения. Максимальная выходная мощность , которая может быть передана в нагрузку, полностью определяется параметрами выходных транзисторов. Поэтому для усилителей мощности типичным является применение в оконечном каскаде высоковольтных транзисторов повышенной мощности, потребляющих больщую энергию от источника питания. В свою очередь, максимальное использование выходных транзисторов по напряжению и току приводит к росту нелинейных искажений.

Снижение уровня нелинейных искажений достигается в основном введением глубокой ООС. Однако при этом возрастает запаздывание сигнала на выходе и в цепи ООС, что является причиной динамических искажений.

На слух динамические искажения проявляются в виде потери высших частот, неестественным оттенке звучания. Степень динамических искажений оценивается по скорости нарастания выходного напряжения усилителя мощности. Для уменьшения динамических искажений в высококачественных усилителях глубина ООС ограничивается в пределах 20..30 дБ.

В качестве оконечных применяют мощные высокочастотные биполярные и полевые транзисторы, которые позволяют повысить диапазон усиливаемых частот и тем самым повысить быстродействие усилителя.

Меры, применяемые для снижения динамических искажений, приводят к возрастанию нелинейных искажений, и условие обеспечения их на низком уровне является противоречивым.

Режим работы оконечного каскада определяется режимом покоя (классом усиления) входящих в него комплементарных пар биполярных транзисторов. Существует пять классов усиления: А, В, АВ, С и D.

Режим класса А характеризуется низким уровнем нелинейных искажений (KГ = 1%) низким КПД (<0,4). На выходной вольтамперной характеристике (ВАХ) в режиме класса А рабочая точка (IК0 и UКЭ0) располагается на середине нагрузочной прямой так, чтобы амплитудные значения сигналов не выходили за те пределы нагрузочной прямой, где изменения тока коллектора прямо пропорциональны изменениям тока базы. При работе в режиме класса А транзистор всё время находится в открытом состоянии и потребление мощности происходит в любой момент. Режим усиления класса А применяется в тех случаях, когда необходимы минимальные искажения.

Режим класса В характеризуется большим уровнем нелинейных искажений (KГ=10%) и относительно высоким КПД (<0,7). Для этого класса характерен IБ0 = 0 ,то есть в режиме покоя транзистор закрыт и не потребляет мощности от источника питания. Режим В применяется в мощных выходных каскадах, когда не важен высокий уровень искажений.

Режим класса АВ занимает промежуточное положение между режимами классов А и В. Он применяется в двухтактных устройствах. В режиме покоя транзистор лишь немного приоткрыт, в нём протекает небольшой ток IБ0, выводящий основную часть рабочей полуволны Uвх на участок ВАХ с относительно малой нелинейностью. Так как IБ0 мал, то здесь выше, чем в классе А, но ниже, чем в классе В, так как всё же IБ0 > 0. Нелинейные искажения усилителя, работающего в режиме класса АВ, относительно невелики (KГ=3%) .

Внедрение в современную инженерную практику различных методов автоматизированного проектирования позволило перейти от макетирования, традиционно проводившегося для разрабатываемой аппаратуры к ее моделированию с помощью ЭВМ. Кроме того, при помощи ПК возможно осуществление сквозного проектирования, включающего в себя:

синтез структуры и принципиальной схемы устройства;

анализ характеристик в различных режимах с учетом разброса параметров компонентов, наличия факторов дестабилизирующих работу устройства и параметрическую оптимизацию;

синтез топологии, включая размещение элементов на плате или кристалле и разводку меж соединений;

верификацию топологии;

выпуск конструкторской документации.

В данной работе, с помощью современных средств проектирования и разработки электронных схем, промоделирована работа схемы усилителя мощности звуковой частоты на зарубежных аналогах отечественных элементов, а также на созданных в процессе работы моделях отечественных активных элементах. Для данной схемы были получены ее основные характеристики (АЧХ, ФЧХ, коэффициент искажений, переходная характеристика и другие), а также зависимость амплитудно-частотной и фазо-частотной характеристик от температуры и параметра регулировочного элемента (резистора, определяющего ток покоя транзисторов выходного каскада). Перечисленные анализы были проведены как для схемы на импортных аналогах, так и на отечественных моделях. Для сравнительного анализа характеристик импортных и отечественных транзисторов и диодов были построены их вольт-амперные характеристики с помощью программы PSpice. В качестве среды для моделирования работы схемы применялась программа Electronics Workbench Multisim8.

Теоретические сведения об устройстве

К достоинствам описываемых усилителей можно отнести низкий коэффициент гармонических искажений во всей полосе рабочих частот, плавное ограничение максимальных уровней сигнала. Высокое выходное сопротивление одного из усилителей способствует уменьшению интермодуляционных искажений головок в средне- и высокочастотной полосе. Низкое выходное сопротивление другого демпфирует громкоговоритель в широкой полосе частот.

Исходя из перечисленных особенностей работы усилителя и громкоговорителя, было разработано два усилителя. В первом из них (его схема на рис. 1) имеются две петли общей ООС: по переменному току — через R5, С6 и по постоянному напряжению — через интегратор на DA1. Применение интегратора исключает постоянную составляющую на выходе усилителя даже при ее наличии на входе, например, из-за утечки переходного конденсатора на выходе темброблока или линейного усилителя. Такое решение благоприятно сказывается и на демпфировании громкоговорителя. Усилитель имеет практически нулевое выходное сопротивление на инфранизких частотах и на постоянном токе, что эквивалентно демпфированию громкоговорителя вторичной обмоткой трансформаторного УМЗЧ на лампах. При этом исключаются возникающие с некоторыми транзисторными УМЗЧ инфранизкоча-стотные колебания низкочастотной головки.

В выходном каскаде в двухступенчатом усилителе тока применены БСИТ. Такие транзисторы отличаются высокой крутизной, малым остаточным напряжением насыщения, быстрым переключением и относительно высоким коэффициентом передачи по току в линейном режиме.

Используемые в усилителе дифференциальные каскады с местной ООС, как известно, отличаются повышенной перегрузочной способностью, а искажения в них в значительной степени компенсируются.

Диодами VD3—VD6 достигаются необходимые сдвиги уровня для обеспечения режима транзисторов VT10, VT12. Суммирование сигналов с повторителей на VT7, VT9 и VT8, VT13 происходит соответственно на транзисторах VT10 и VT12. Резисторы R20. R21 являются, с одной стороны, местной ОС для VT10, VT12, с другой — нагрузкой эмиттерных повторителей на транзисторах VT9, VT13.

Ограничение сигнала на выходе второго каскада, а соответственно и усилителя в целом, происходит раньше, чем в обычных усилителях, примерно на 3 В (за счет падения напряжения на транзисторах VT9, VT13). При этом с дальнейшим ростом входного напряжения не происходит жесткого ограничения сигнала, так как транзисторы VT10, VT12 переходят в режим плавного насыщения. Таким образом, амплитудное значение сигнала на выходе усилителя такое же, как в обычном усилителе, но без жесткого ограничения. Это схемотехническое решение позволяет получить характер искажений при перегрузке, подобный ламповым усилителям.

Термостабилизацию каскада обеспечивает транзистор VT14. Ток покоя каждого из выходных транзисторов VT17—VT20 на уровне около 80 мА устанавливают резистором R24.

При исправных деталях налаживание усилителя сводится к установке тока покоя каждого из выходных транзисторов в пределах 60... 100 мА.

Выходные каскады усилителя с низким выходным сопротивлением, более подходящего для громкоговорителя НЧ, выполнены на более доступной элементной базе (рис. 2). Остальная часть схемы практически аналогична рассмотренной ранее (на рис. 1 она отделена штрихпунктирной линией).

Двухтактный выходной каскад на VT15—VT18 выполнен по схеме ОЭ-ОЭ с глубокой ООС. Цепь смещения на диодах VD9, VD10 дополнена резисторами R23, R24, которые обеспечивают малые изменения входного сопротивления каскада и тока через диоды VD9, VD10 даже при отсечке тока в противоположном плече каскада.

Защита от короткого замыкания в нагрузке выполнена на диодах VD11, VD12.

В качестве VT7, VT9, VT13 можно использовать транзисторы типа КТ3102 с любым буквенным индексом. При напряжении питания до ±30 В в качестве VT11, VT16 подойдут транзисторы типа КТ626В. a VT12, VT15 — КТ646А. Транзисторы VT15, VT16 снабжены небольшими пластинками — теплоотводами. Для дополнительной термостабилизации диоды VD16, VD17 монтируют вместе с резисторами R33, R34 непосредственно на выводах выходных транзисторов. При использовании в позициях VT11. VT12, VT15, VT16 транзисторов серий КТ850, КТ851 емкость конденсаторов СЮ, С11 можно уменьшить до 150 пф, а С12, С13 — до 39 пФ. Для повышения устойчивости усилителя желательно включить в базы транзисторов VT10, VT12 (см. рис. 1) и VT10—VT13 (рис. 2) резисторы сопротивлением 50—100 Ом, что позволит уменьшить емкости конденсатеров СЮ—С13 или даже отказаться от них.

При налаживании усилителя (сначала без мощных транзисторов VT17, VT18, см. рис. 2) его включают и, подав сигнал от генератора, убеждаются в работоспособности устройства без нагрузки. Затем, подключив выходные транзисторы, проверяют его под резистивной нагрузкой как с помощью синусоидального сигнала, так и сигнала "меандр" до частоты 20 кГц. Выходной сигнал должен быть чистым, без какого-либо выброса или "звона". Особое внимание следует обратить на форму выходного сигнала при выходе усилителя из перегрузки по напряжению. На синусоидальном сигнале не должно быть никаких признаков даже кратковременного возбуждения.

Параметры усилителя, показанного на рис. 2, можно улучшить, применив в качестве выходных транзисторов более высокочастотные составные транзисторы или отдельные транзисторы с частотой единичного усиления не ниже 20 МГц.

Основные технические характеристики УМЗЧ

Цепи ООС (R5, С6) и С1 отключены;

R= 4 Ом

Коэффициент усиления,

не менее1000

Коэффициент гармоник, % ,

не более, на частоте

1000 Гц 0,5

10 кГц 0,6

20 кГц 0,9

Полоса пропускания, кГц 110

Цепи ООС и ФНЧ (С1) включены; R = 4 Ом

Коэффициент усиления 16

Глубина ООС. дБ36

Коэффициент гармоник, % ,

не более, на частоте

1000 Гц 0,02

10 кГц 0,02

20 кГц 0,03

Номинальнаявыходная мощность, Вт 60

Полоса усиливаемых частот,

малосигнальная, кГц 130

Входное сопротивление, кОм 5

Таблица 1. Импортные аналоги отечественных транзисторов и операционных усилителей.

Номер по схеме	Отечественный элемент	Импортный аналог
	Транзисторы
VT1	КТ6117А	2N5551
VT2	КТ6116А	2N5401
VT7	КТ3117А	2N2222
VT8	КТ3108А	2N3250
VT11	КТ9115А	BF423
VT12	КТ940А	BF471
VT17	КТ825А	MJE15029
VT18	КT827A	EL2006G
	Диоды
VD1	КС212А	BZX84-C12
VD3	КД522Б	IN4148
VD13	КД208А	IN4007
	ОУ
DA1	КР544УД1А	LF411CN

Моделирование УМЗЧ

Подобрав аналоги к отечественным элементам построим схему (рис.3), воспользовавшись программой Elektronics Workbench (EWB) (Multisim 8).

Анализ работы

Прежде чем проводить анализы требуется проверить работоспособность схемы на импортных элементах, т.е. проверить соответствие параметров в полученной схеме.

Проверим усиление на выходе, для этого установим на вход источник синусоидального сигнала AC Voltage со следующими параметрами:

Напряжение- 1.41В

Частота- 20КГц

Сигнал на нагрузке снимем с помощью осциллографа:

Рис.4.Выходной сигнал схемы на зарубежных элементах.

Рис.5 Выходной сигнал схемы на отечественных элементах.

Определим мощность, которая выделяется на выходной нагрузке:

Создание моделей

Для создания моделей отечественных элементов воспользуемся встроенной программой Multisim 8: Create Component

Модель транзистора.

1. Вводим имя транзистора и ставим точку в пункте Simulation Only (model)

2. Вводим число выводов.

3. Выбираем графическое обозначение для элемента. Для этого воспользуемся стандартной библиотекой Multisim 8. Нажимаем Copy from DB.Выбираем любой PNP транзистор и нажимаем Ok затем Next.

4. Нажимаем Next.

5.В поле Model Data вводим параметры Pspice модели транзистора. Нажимаем Next.

6. Выставляем номера выводов:

E (Emitter)-3

C (Collector)-1

B (Base)-2

Нажимаем Next.

7. Выбираем в пользовательской библиотеке раздел Transistors. Нажимаем Add Family и вводим название семейства для транзистора, например KT. Нажимаем Ok и Finish.

Примечание: модель ОУ создается аналогично

Анализ схемы

Линейные искажения обусловлены влиянием реактивных элементов усилителя — конденсаторов и катушек, сопротивление которых зависит от частоты. Эти искажения имеются и в линейном усилителе, например, при усилении очень слабых сигналов, когда нелинейность активных элементов усилителя можно не учитывать.

К линейным искажениям относятся: частотные, фазовые и переходные искажения. Частотные искажения в усилителях являются следствием неодинаковости коэффициента усиления на различных частотах в пределах заданной полосы пропускания. Из-за них нарушаются реальные соотношения между амплитудами компонент сложного колебания, а это значит, что меняется энергетический спектр сигнала, искажается форма звукового сигнала, что приводит к значительному изменению тембра звука. При больших частотных искажениях звучание различных музыкальных инструментов теряет прозрачность, речь делается неразборчивой. Если коэффициент усиления на верхних частотах звукового диапазона больше чем на нижних, то передача становится ненатуральной: звук теряет свою сочность, тембр получается звенящим, металлическим. При сильном подъеме нижних частот тембр передачи становится глухим, все низкие ноты оказываются ненатурально подчеркнутыми. Для неискаженного воспроизведения колебаний звуковой частоты необходимо равномерно усиливать все частоты в пределах некоторой полосы.

Частотные искажения, вносимые усилителем, оценивают по амплитудно-частотной характеристике (АЧХ). Количественно они определяются нормированным коэффициентом усиления М (его часто называют коэффициентом частотных искажений), равным отношению коэффициента усиления на данной частоте К к коэффициенту усиления на средних частотах Ко:

M=K/K0.

В логарифмических единицах он равен G[дБ]=20lgM.

Область АЧХ, в которой G практически не зависит от частоты (обычно от 200 Гц до 10 кГц), называют областью средних частот. Нижней fн и верхней fв граничными частотами называют такие, на которых G уменьшается до заданного (допустимого) значения Gдоп относительно коэффициента усиления на средних частотах. Область частот от fн до fв -рабочий диапазон частот, или полоса пропускания усилителя.

Коэффициенты частотных искажений на низших GН и высших GВ частотах

Gн = 20 lg [К (/fн)/К0], Gв = 20 lg [К (fв)IK0].

В многокаскадном усилителе общий коэффициент частотных искажений на любой частоте равен сумме коэффициентов частотных искажений в отдельных каскадах.

Рис. 6. Амплитудно-частотная характеристика усилителя ЗЧ

Их взаимной коррекцией можно добиться, что усилитель в целом будет иметь плоскую АЧХ.

На практике усилители ЗЧ, выполненные по большинству схем, имеют некоторый спад усиления в области нижних и верхних частот из-за наличия реактивных элементов и частотных свойств транзисторов. Степень линейных искажений усилителя ЗЧ для отечественной бытовой аппаратуры задается по ГОСТ 24388—80. У лучших образцов усилительных узлов неравномерность АЧХ в диапазоне рабочих частот не должна превышать 0,5... 1,5 дБ. Для уменьшения линейных искажений диапазон рабочих частот усилителя выбирают шире диапазона частот, воспроизводимых акустическими системами.

Амплитудно-частотная характеристика усилителей на транзисторах в области верхних частот определяется емкостями эмиттерного и коллекторного переходов, в области нижних частот — емкостью разделительных и блокировочных конденсаторов. Чтобы расширить частотный диапазон в сторону верхних частот, либо уменьшают сопротивления на входе и выходе резистивного каскада, либо выбирают более высокочастотный транзистор. Диапазон усиливаемых частот может простираться до 100 кГц и более, что приводит к исчезающе малым линейным искажениям. Однако без специальных мер это обстоятельство приводит к таким нежелательным явлениям, как усиление низкочастотных помех (20... 100 кГц), создаваемых промышленными установками, генерация на высоких частотах, усиление остаточных напряжений ПЧ с детектора приемника и т. д. Появляются нелинейные искажения, вызываемые интерференцией звуковых и поднесущих частот при работе с тюнером или приемником.

Фазовые искажения являются результатом вносимых усилителем фазовых сдвигов между различными частотными компонентами сложного звукового сигнала, вследствие чего искажается форма.

Рис. 7. Искажение формы сложного сигнала при сдвиге фазы одной из его составляющих.

Фазовые искажения в усилителе оценивают по фазочастотной характеристике (ФЧХ). Эта характеристика представляет собой зависимость фазового сдвига Δφ выходного напряжения (тока) относительно входного от частоты при действии на входе усилителя синусоидального сигнала.

Типичная ФЧХ усилителя изображена на рис. 6 непрерывной линией. При Δφ ≥О выходное напряжение опережает входное, при Δφ ≤0 — отстает. Не создающая искажений форма сигнала ФЧХ представляет собой линейную зависимость фазового сдвига от частоты:

Δφ(f)=-2π*tз(f-f0)

где tз— групповое время запаздывания.

Групповое время запаздывания представляет собой производную по частоте ФЧХ, т. е.

tз=dφ(t)/(2ndf).

При линейной ФЧХ все спектральные составляющие входного сигнала запаздывают на одинаковое время tз, что не вызывает искажения формы сигнала. Если ФЧХ нелинейная, то различные спектральные составляющие входного сигнала будут запаздывать на различное время, форма выходного сигнала исказится, верность воспроизведения музыкального произведения нарушится.

Количественной оценкой фазовых искажений служит нелинейность ФЧХ реального усилителя, равная разности между реальной ФЧХ усилителя и аппроксимирующей ее линейной функцией в рабочем диапазоне частот. Аппроксимировать ФЧХ удобнее ломаной линией, образованной прямолинейными отрезками (на рис. 5 отмечены цифрами 1, 2, 3).

Рис. 8. Фазо-частотная характеристика усилителя ЗЧ

По абсолютному значению фазовых сдвигов на низшей Δφн и высшей Δφв частотах судят об устойчивости усилителей с глубокой обратной связью. В высококачественных усилителях звуковоспроизведения фазовые искажения Δφ в рабочем диапазоне частот не должны превышать 4,,,5°. Расчеты показывают, чтобы нелинейность фазовой характеристики в пределах рабочего диапазона была меньше 2°, полосу пропускания усилителя нужно расширить в обе стороны в 2,5 раза, т. е. для усилителей высококачественного звуковоспроизведения, имеющих малые фазовые искажения, полоса пропускания должна быть 8 ... 50 000 Гц.

Амплитудные и фазочастотные характеристики схемы.

Для этого в меню Simulate/Analyses выберем AC Analysis. Зададим следующие параметры анализа: начальная частота 10Гц; конечная частота 100КГц; вертикальная шкала в децибелах; Анализ проведем для обеих схем. Результаты анализа приведены на рис.8

Рис.8.АЧХ и ФЧХ

Вывод: область частот от 10Гц до 20кГц является рабочим, как для схемы собранной для на аналогах, так и для схемы собранной на моделях, диапазоном частот или полосой пропускания. В данной области коэффициент усиления мало зависит от частоты. В рабочем диапазоне частот не происходит значительного искажения амплитуды выходного сигнала. Неравномерность АЧХ в диапазоне рабочих частот не превышает 2 дБ. Уменьшение амплитуды на высоких частотах обусловлено возрастающим влиянием паразитных емкостей и индуктивностей составляющих элементов схемы.

Переходный анализ

Реальный звуковой сигнал имеет сложную импульсную форму. В высококачественных усилителях требуется высокая верность сохранения формы входного сигнала. Изменение формы сигнала на выходе усилителя зависит как от амплитудно-частотных, так и фазо-частотных искажений. Ожидаемое изменение формы сигнала может быть легко определено анализом переходных процессов в цепях усилителя, обусловленных наличием реактивных элементов. Поэтому для количественной оценки искажений из-за переходных процессов, приводящих к изменению формы сигнала, удобно проанализировать переходную характеристику (ПХ) усилителя.

Переходная характеристика есть реакция h(t) усилителя на воздействие единичной функции 1 (t) (рис. 10) и представляет собой зависимость мгновенного значения выходного напряжения усилителя Uвых(t) от времени при скачкообразном изменении напряжения на входе усилителя.

Переходные искажения оцениваются искажениями фронта и плоской вершины импульса. Обычно в усилителях ЗЧ искажения плоской вершины импульса можно не исследовать, так как они связаны с искажениями и низкочастотном участке сигнала, которые легко проанализировать по АЧХ усилителя. Искажения фронта импульса оценивают по его длительности tф и выбросу δφ (см. рис.10).

Они приводят к динамическим искажениям, которые проявляются в виде завала фронта резких перепадов уровня реального звукового сигнала и кратковременного возрастания нелинейных искажений в этот момент из-за запаздывания сигнала отрицательной обратной связи (ООС). Для уменьшения динамических искажений обычно повышают быстродействие усилителя и уменьшают глубину ООС.

Рис. 9 Переходная характеристика усилителя ЗЧ

Быстродействие усилителя можно оценить как по длительности фронта, так и по полосе пропускания или максимальной скорости нарастания выходного сигнала Umax. Максимальная скорость нарастания для линейных систем связана с полосой пропускания (ее верхней границей) соотношением:

Umax=2πfmaxU0max

где fmax— максимальная частота, передаваемая усилителем без искажений;

U0max - максимальная неискаженная амплитуда выходного синусоидального сигнала.

Однако оконечный усилитель очень редко можно считать достаточно близким к линейной системе, особенно на высоких частотах, поэтому Umax для усилителей мощности ЗЧ оценивают по ПХ.

Значение Umax определяют по ПХ (см. рис. 10) как максимальную производную h{t), т.е.

Чем больше скорость нарастания выходного напряжения, тем качественнее воспроизводится звуковая панорама. Характерное значение Umax для высококачественных усилителей мощности составляет 2 ... 80 В/мкс. Именно такие усилители получают высокую оценку со стороны экспертов при определении качества звуковоспроизведения.

Выброс фронта δφ(см. рис 10) есть относительная разность между максимальным значением выходного напряжения Umax и его установившимся значением Uу:

Наличие выброса в ПХ приводит к «звонам», к «металлическому» звуку. В высококачественных усилителях выброс δφ не должен превышать 4...6%.

Скорость нарастания (аналоги) = 15,8/2,29=6,9 В/мкс

Скорость нарастания (модели) = 19,6/2,29=8,55 В/мкс

Вывод: как видно из графика переходной процесс для схемы, собранной на аналогах носит колебательного характера.

Анализ Фурье

Анализ Фурье является методом анализа сложных периодических сигналов во времени. Данный анализ позволяет разложить любую несинусоидальную периодическую функцию в ряд Фурье, то есть на составляющие sin и cos (возможно, в бесконечный ряд), а так же на постоянные составляющие. Такое разложение позволяет проводить дальнейший анализ, а так же получать объединенные сигналы различных форм.

Учитывая математическую теорему Фурье, о разложении в ряд Фурье, периодическая функция f(t) может быть представлена следующей формулой:

f(t) = A0 + A1 cosωt+A2 cos2ωt+…+B1 sinωt+B2 sin2ωt +…

где:

А0 - постоянная составляющая входного сигнала

A1 cosωt+B1 sinωt - собственная составляющая (имеет частоту и период равный частоте и периоду входного сигнала)

An cosnωt+Bn sinnωt - n-ная гармоника функции

А,В - коэффициенты

2π/Т -собственная круговая частота, или период частоты входного периодического сигнала

Каждая частотная составляющая отклика представляется гармоникой периодического сигнала. В процессе моделирования каждая составляющая рассчитывается отдельно. Согласно принципу суперпозиции, общий отклик является суммой откликов каждой составляющей. Обратим внимание, что амплитуда гармоник постепенно уменьшается в порядке возрастания гармоник. При выполнении дискретных преобразований Фурье, используется только второй период собственной составляющей переходной характеристики (извлечённой из выходной цепи). Первый период не учитывается, в связи с временем задержки сигнала, то есть временем переходного процесса. Коэффициент каждой из гармоник вычисляется из временного интервала - от начала периода до точки времени «t». Внутри выбранного интервала данные для вычисления коэффициента гармоник устанавливаются автоматически, и являются функциями собственной частоты. Для данного типа анализа, собственная частота должна соответствовать частоте источника переменного тока или же наименьшей общей частоте совокупности источников переменного тока.

Вывод: В схеме собранной на моделях величина помех будет больше, чем в схеме собранной на аналогах. Отсюда можно сделать вывод, что схема собранная на аналогах будет работать лучше в рабочем диапазоне частот, чем схема собранная на моделях.

Анализ искажений

Для получения полных гармонических искажений воспользуемся Distortion Analyzer, прибором позволяющем получить как значения полного искажения, так и померить отношение сигнал/шум.

Для проведения такого анализа и получения графика требуется выполнить следующие действия:

Подключить прибор Distortion Analyzer к выходу усилителя

Выставить частоту на входном генераторе синусоидального напряжения и такую же в приборе.

Включить симуляцию и выждать некоторое время для получения более точного результата, т.к. в схеме происходит переходный процесс.

Полученный результат записать в таблицу.

Повторить п.2-4 для следующей частоты

Построить график по точкам (данный график построен в Microsoft Office Excel.

Вывод: схема собранная на моделях имеет меньшие искажения, чем схема собранная на аналогах.

Рис.13. Зависимость нелинейных искажений от частоты (красным – усилитель, собранный на моделях, синим – на аналогах)

Рис.14.Зависимость нелинейных искажений от выходной мощности

Анализ сигнал/шум

При отсутствии сигнала на входе усилителя на его выходе действует некоторое (обычно небольшое) напряжение. Это напряжение обусловлено в основном его собственными помехами, среди которых различают фон, наводки, микрофонный эффект, тепловые шумы резисторов и пассивных элементов с активными потерями, шумы усилительных элементов.

Фон обычно появляется в результате недостаточной фильтрации пульсирующего напряжения источника питания, работающего от сети переменного тока. Гармонические составляющие фона кратны частоте питающей сети.

Наводки образуются из-за паразитных электрических, магнитных, гальванических или электромагнитных связей цепей усилителя с источниками помех.

Микрофонный эффект представляет собой результат преобразования механических колебаний элементов усилителя в электрические, проходящие на выход усилителя. Спектр этих колебаний занимает диапазон 0,1 ... 10000 Гц. Он заметно проявляется у интегральных усилителей с большим коэффициентом усилений, выполненных на одной подложке. Чтобы устранить его, используют рациональную конструкцию элементов усилителя, более надежное их крепление, демпфирование, применяют амортизирующие устройства.

Тепловые шумы обусловлены тепловым беспорядочным (случайным) движением в объеме проводника (или полупроводника) свободных носителей зарядов (например, электронов). В результате на концах проводника, обладающего некоторым сопротивлением, действует случайная, флуктуационная ЭДС, называемая ЭДС шума Еш. Поскольку она периодическая функция времени, то ее спектр является сплошным и практически равномерным в диапазоне частот от нуля до сотен мегагерц. Шум с подобным спектром называют белым.

Фон, наводки и микрофонный эффект в усилителе можно, в принципе, уменьшить до любых заданных значений. Тепловые же шумы и шумы усилительных элементов принципиально неустранимы. Обычно удается лишь минимизировать долю шумов, создаваемых усилительными элементами.

Шумовые свойства высококачественных усилителей оценивают отношением сигнал-шум. Под этой величиной понимают отношение выходного напряжения сигнала при номинальной выходной мощности усилителя Рном к суммарному напряжению шумов на выходе. Обычно его выражают в децибелах. В усилителях высшего класса отношение сигнал-шум достигает 60..110 дБ.

Динамический диапазон усилителя — это отношение максимального и минимального входного сигнала усилителя при заданном уровне Кг:

Для высококачественного усилителя максимальное значение входного сигнала ограничивается нелинейностью амплитудной характеристики и принимается равным номинальному входному напряжению Uвх.ном, обеспечивающему поминальную выходную мощность усилителя при заданном коэффициенте гармоник, т. е.

Минимальное входное напряжение Uвх.min должно выбираться таким образом, чтобы собственные помехи и шумы усилителя не маскировали выходной при этом:

В предельном случае основными помехами в усилителе являются шумы, при этом:

где

— коэффициент помехозащищенности. Отсюда динамический диапазон усилителя

Видно, что отношение сигнал-шум, равное , определяет достижимый динамический диапазон усилителя. Динамический диапазон является важным техническим показателем усилителя и обычно задается ГОСТ. Для лучших высококачественных усилителей Dу>110 дБ. Источники звуковых сигналов имеют собственный динамический диапазон, равный отношению максимального Eиmax и минимального Еиmin ЭДС источника сигнала;

Dс = Еиmax/Еиmin

и в логарифмических единицах

Dc [дБ] = 20 Ig Dc.

Динамический диапазон звучания симфонического оркестра может превышать 80 дБ, художественного чтения - 30 дБ.

Для усиления сигнала с допустимыми нелинейными искажениями и помехозащищенностью необходимо, чтобы Dy>Dc

Для увеличения динамического диапазона усилителя необходимо уменьшать уровень собственных помех, использовать усилительные элементы с более линейной характеристикой (применить высоковольтные мощные выходные транзисторы) и применять ручную или автоматическую регулировку усиления.

Рис.15.Зависимость сигнал/шум от частоты (красным – усилитель, собранный на моделях, синим – на аналогах)

Вывод: Для усилителя на аналогах отношение сигнал/шум небольшое на всём звуковом диапазоне, что характеризует усилитель с лучшей стороны.

Рис.16.Зависимость сигнал/шум от выходной мощности

Температурный анализ

Температурный анализ позволяет определить границы рабочих температур, т.е. те температуры при которых параметры прибора не изменяются и прибор работает корректно.

Вывод: неравномерность АЧХ линейная вплоть до частоты 40КГц. Схема является температурно-устойчивой.

Вывод: для температуры коэффициент усилиения значительно снижается по сравн. С температурой 0 градусов. Схема является температурно-устойчивой.

Рис.21.Зависимость выходного напряжения от температуры

Параметрический анализ

Параметрический анализ позволяет промоделировать схему с различными параметрами элементов, что позволяет выбрать оптимальное их значение.

Для проведения такого анализа требуется:

Выбрать элемент, параметры которого требуется варьировать

Выбрать параметр, который требуется менять

Выставить выходную цепь

Заключение

В ходе выполнения курсовой работы была промоделирована схема УМЗЧ в программе MultiSim 8 и произведен ее анализ, были оценены ее основные характеристики.

Были проведены следующие исследования:

Анализ АЧХ

Анализ ФЧХ

Анализ переходного процесса

Анализ Фурье

Анализ нелинейных искажений

Температурный анализ

Параметрический анализ

В ходе моделирования были подобраны зарубежные аналоги транзисторов, диодов, стабилитронов и операционных усилителей. Была рассчитана выходная мощность.

Список литературы

1. Атаев Д.И., Болотников В.А. Практические схемы высококачественного звуковоспроизведения М.: «Радио и связь» 1986г.

2.Бурко И., Лямин П. Бытовые акустические системы. — Минск: "Беларусь", 1996.

3. Каяцкас А.А. Основы радиоэлектроники М.: «Высшая школа», 1988г

4. Коссов О.А., «Усилители мощности на транзисторах», Москва, издательство «Энергия», 1964.

6.Журнал Радио 10,2000 г.

5. Разевиг В.Д., «Система сквозного проектирования электронных устройств DesignLab 8.0», М.: «Солон-Р», 2000г.

6. П. Хоровиц, У. Хилл, «Искусство схемотехники», Т.1, Москва, издательство «Мир», 1984.

Приложения

Некоторые параметры моделей:

IS - ток насыщения;

ISE - обратный ток эмиттерного перехода;

ISC - обратный ток коллекторного перехода;

NF - коэффициент неидеальности в нормальном режиме;

NR - коэффициент неидеальности в инверсном режиме;

NE - коэффициент неидеальности эмиттерного перехода;

NC - коэффициент неидеальности коллекторного перехода;

BF - максимальный коэффициент усиления в нормальном режиме;

BR - максимальный коэффициент усиления в инверсном режиме;

IKF -точка начала спада зависимости BF от тока коллектора в нормальном режиме;

IKR - точка начала спада зависимости BR от тока эмиттера в инверсном режиме;

NK - коэффициент, определяющий множитель Qt;

ISS - обратный ток р-n перехода подложки;

NS - коэффициент неидеальности перехода подложки;

VAF - напряжение Эрли в нормальном режиме;

VAR - напряжение Эрли в инверсном режиме.

ВАХ транзисторов

Входные ВАХ транзисторов VT1, VT4, VT5 (Q1 – 2N5551 (синим), Q2 – КТ6117A (красным))

Выходные ВАХ транзисторов VT1, VT4, VT5 (Q1 – 2N5551 (синим), Q2 – КТ6117A (красным))

Входные ВАХ транзисторов VT2, VT3, VT6 (Q1 – 2N5401 (синим), Q2 – КТ6116A (красным))

Выходные ВАХ транзисторов VT2, VT3, VT6 (Q1 – 2N5401 (синим), Q2 – КТ6116A (красным))

Входные ВАХ транзисторов VT7, VT9,VT13 (Q1 – 2N2222 (синим), Q2 – КТ3117A (красным))

Выходные ВАХ транзисторов VT7, VT9, VT13 (Q1 – 2N2222 (синим), Q2 – КТ3117A (красным))

Входные ВАХ транзисторов VT8, VT10, VT14 (Q1 – 2N3250 (синим), Q2 – КТ3108A (красным))

Выходные ВАХ транзисторов VT8, VT10, VT14 (Q1 – 2N3250 (синим), Q2 – КТ3108A (красным))

Входные ВАХ транзисторов VT11, VT16 (Q1 – BF423 (синим), Q2 – КТ9115A (красным))

Выходные ВАХ транзисторов VT11, VT16 (Q1 – BF423 (синим), Q2 – КТ9115A (красным))

Входные ВАХ транзисторов VT12, VT15 (Q1 – BF471 (синим), Q2 – КТ940A (красным))

Выходные ВАХ транзисторов VT12, VT15 (Q1 – BF471 (синим), Q2 – КТ940A (красным))

Входные ВАХ транзистора VT17 (Q1 – MJE15029 (синим), Q2 – КТ825A (красным))

Выходные ВАХ транзистора VT17 (Q1 – MJE15029 (синим), Q2 – КТ825A (красным))

Рис.15. Входные ВАХ транзистора VT18 (Q1 – MJE15028 (синим), Q2 – КТ827A (красным))

Рис.16. Выходные ВАХ транзистора VT18 (Q1 MJE15028 (синим), Q2 – КТ827A (красным))