Разработка схемы электронного эквалайзера

МИНИСТЕРСТВО ПУТЕЙ СООБЩЕНИЯ РФ

Московский Государственный Университет Путей Сообщения

Кафедра «РЭС»

Курсовой проект по дисциплине:

«Микропроцессорные информационно-управляющие системы связи»

на тему: «Разработка эквалайзера».

Выполнил студ. гр. АТС-531

Проверил

.

Москва 2004

Содержание

Введение	3
Задание к курсовому проекту	4
Цифровая фильтрация	5
Характеристика FIRF	6
Определение порядка и синтез коэффициентов цифрового фильтра, входящих в состав эквалайзера	7
Общая схема DSP-система	16
Организация интерфейса между устройствами аналогового ввода-вывода, кодеками и DSP-процессорами	18
Структурная схема ИС ADSP-2111	19
Вывод	22
Список использованной литературы	23

Введение

Цифровой эквалайзер (многополюсный регулятор тембра) – это набор активных фильтров с амплитудами, настраиваемыми на создание формы передаточной функции ряда частотных полос.

Коэффициенты всех фильтров, образующих эквалайзер, хранятся в памяти сигнального процессора и считываются при настройке процессора на пропускание сигнала через соответствующий фильтр.

На одном сигнальном процессоре программно реализуется весь набор цифровых фильтров. Выборки сигнала частично хранятся в кольцевом буфере процессора и постоянно обновляются.

Вычисления проводятся в реальном масштабе времени, поэтому быстродействие процессора должно быть соотнесено с частотой дискретизации обрабатываемого сигнала.

Задание к курсовой работе

В курсовой работе необходимо разработать эквалайзер – устройство, относящееся к цифровой обработке сигналов и применяемое в микропроцессорной технике в системах передачи информации.

В курсовом проекте рекомендуется использовать в качестве базового сигнальный процессор семейства ADSP-21xx фирмы ANALOG DEVICES (США), так как процессоры этой фирмы являются оптимальными по соотношению цена/качество и находят широкое применение в отечественных системах цифровой обработки сигналов.

Границы диапазонов частот фильтра представлены таблице 1:

Таблица 1.

ФНЧ	ПФ1	ПФ2	ПФ3	ПФ4
Границы диапазонов частот фильтров, кГц
0,54	0,54	1	1	2,9	2,9	7	7	11

Цифровая фильтрация

Цифровой фильтр – это линеиная импульсная система, обеспечивающая преобразование цифрового сигнала в соответствии с некоторой предопределенной АЧХ или АФЧХ, если важна начальная фаза. Пусть аналоговый непрерывный сигнал – есть функция времени x(t). Тогда дискретный сигнал x(nT) может быть получен путем взятия отсчетов аналогового ситнала в моменты времени 0,T,2T,…,nT. В операторной форме это можно представить следующим образом:

Известно:

Умножение на в комплексной области эквивалентно запаздыванию на один такт во временной области.

Цифровой фильтр описывается разностным уравнением:

a_>0>٠x[n] + a_>1>٠x[n-1] + … + a_>m>٠x[n-m] = b_>0>٠y[n] + b_>1>٠y[n-1] + … + b_>l>٠y[n-l],

или уравнением в форме Z-преобразования:

X(Z)٠(a_>0> + a_>1>٠Z^-1 + …+ a_>m>٠Z^-m) = Y(Z)٠(b_>0> + b_>1>٠Z^-1 + …+ b_>l>٠Z^-l).

Как видно из уравнений, при вычислениях в памяти процессора необходимо сохранять два массива постоянных коэффициентов. Массивы значений входных и выходных сигналов обновляются на каждом такте работы системы. Кроме того, для вычисления значения выходного сигнала y[n] необходимо знать все его предыдущие значения и соответствующие им значения входного сигнала (x должен храниться m тактов после поступления).

Таким образом, при вычислении необходим массив из m членов, который сдвигается на каждом такте. Работа с таким массивом занимает много времени, поэтому реально используют кольцевые буферы цифровых сигнальных процессоров.

Для того, чтобы система обладала заданными свойствами, требуется наити коэффициенты разностных уравненийили передаточную функцию. Передаточная функция для импульсных систем в форме Z-преобразования выглядит следующим образом:

Y(p)/X(p)=H(Z).

Различают два вида фильтрации дискретных сигналов-нерекурсивную и рекурсивную. Деиствительная нерекурсивная фильтрация сигнала x(nT) задается выражением:

y[n] =∑ a_>k>٠x[n-k].

Это уравнение фильтра с конечным импульсным откликом. Под импульсным откликом понимаем импульсную переходную функцию k(t) фильтра, то есть его реакцию на функцию.

Деиствительная рекурсивная фильтрация задается выражением:

y[n] =∑ a_>k>٠x[n-k] + ∑ b_>k>٠y[n-k].

Принципиальное отличие этого выражения от предыдущего в том, что в правой части содержатся значения выходного сигнала. Импульсная переходная функция такой системы теоретически не может быть равной нулю. Поэтому она носит название фильтра с бесконечным импульсным откликом(IIRF). В обоих выражениях через:

- ak и bk обозначены коэффициенты фильтрации;

- N и L-порядки фильтрации;

- y(n) –n-ый отсчет дискретного сигнала,получающегося в результате фильтрации.

Следует отметить, что если допустить N=1, то рекурсивная фильтрация всегда может быть заменена нерекурсивной фильтрацией. В частности, рекурсивная фильтрация с N=1. L=1. эквивалентна нерекурсивной фильтрации с N.

Характеристика уравнения фильтра с конечным импульсным откликом.

Уравнения фильтра с конечным импульсным откликом имеют некоторые конструктивные преимущества по сравнению с уравнениями фильтра бесконечных импульсных откликов.

1. Структурная устоичивость.

Разностное уравнение фильтра с конечным импульсным откликом содержит только правую часть. Это значит, что передаточная функция не содержит знаменателя:

H(Z) = = a_>0> + a_>1>٠Z^-1 + …+ a_>m>٠Z^-m.

Характеристическое уравнение не содержит корней. Следовательно, при любых значениях коэффициентов ai система будет устоичива к колебениям.

2. Отсутствие накапливаемой ошибки.

В уравнение не входят значения выходного сигнала, а только входного; следовательно, по истечении времени реакции все последствия неправильного задания начальных условий исчезнут.

3. Нерекурсивный фильтр имеет прототип в области непрерывных сигналов, что важно при решении задач с переходом из цифровой области в аналоговую.

4. Для работы с нерекурсивными фильтрами создано больше компьютерных программ. К тому же они работают лучше.

5. Структурная схема фильтра с конечным импульсным откликом представлена на рисунке 1:

Рис.1. Синтез коэффициентов фильтра с конечным импульсным откликом.

6. Недостатком нерекурсивных фильтров является то, что они вносят принципиальное запаздывание. Чтобы получить первое значение выходного сигнала, необходимо ждать m тактов для заполнения массива входных значений. Поэтому нерекурсивная фильтрация используется в приложениях, не критичных к величине задержки.

Общий порядок синтеза коэффициентов фильтра следующий:

1) задаться амплитудо-частотной (АЧХ) или амплитудо-фазо-частотной (АФЧХ) характеристиками фильтра;

2) получить импульсную переходную характеристику фильтра k(t), для чего необходимо взять обратное преобразование Фурье от АЧХ или обратное преобразование Лапласа от АФЧХ;

3) найти коэффициенты фильтра, взяв дискретные значения импульсной переходной функции k(nT).

Определение порядка и синтез коэффициентов

Цифровых фильтров, входящих в состав эквалайзера.

Предположим, что ФЧХ равна 0. Тогда для получения импульсной переходной функции полосового фильтра с полосой пропускания f_>i>_>-1> ÷ f_>i> достаточно взять обратное преобразование Фурье от АЧХ:

k(t) = 1/2π∫A(ω) ٠e^jωtdω = A_>0>/2π∫e^jωtdω - A_>0>/2π∫e^jωtdω =

=A_>0>/πt(sinω_>i>٠t - sinω_>i>_>-1>٠t), где ω_>i> = 2π f_>i>.

Для исключения погрешности дискретизации выберем частоту дискретизации в два раза выше верхней частоты общей полосы пропускания эквалайзера:

T_>д> = 2π/ω_>д> = 2π/2ω_>n> = π/ω_>n> = π/(2٠π٠13) = 0,0385 мс.

Продискретизировав импульсную переходную функцию с периодом дискретизации, получим решетчатую функцию k(nT_>д>).

Импульсная переходная функция начинается слева от начала координат. Это невозможно с физической точки зрения, так как нельзя реагировать на событие, которое еще не произошло. Чтобы сместить функцию по оси абсцисс вправо, необходимо внести запаздывание. Однако, если импульсная переходная функция бесконечна, то необходимо внести бесконечное запаздывание, что невозможно. Реально берут 2N+1 отсчетов решетчатой функции, что соответствует запаздыванию на NT_>д>.

В рамках курсового проекта порядок фильтра ограничивается следующей величиной:

N ≥ t_>доп>/T_>д>,

где t_>доп >– время, через которое k(t) ≤ 0,1٠k_>0>,

k_>0> = k(t)_>max>.

Фильтр нижних частот (ФНЧ).

Частота среза фильтра: кГц;

рад/с;

Частота дискретизации кГц;

Период дискретизации фильтра для определения порядка данного фильтра:

мс.

Переходная функция :

.

Рис.3. Переходная функция ФНЧ.

Определим коэффициенты фильтра ФНЧ:

Таблица 2.

n a n a n a n a

0	-0,050849552	21	0,05213266	41	-0,057902897	61	0,066693601
1	-0,047381452	22	0,044603043	42	-0,046254347	62	0,047455709
2	-0,042531604	23	0,035644122	43	-0,032920949	63	0,02589646
3	-0,036405607	24	0,025465445	44	-0,018209385	64	0,002473637
4	-0,029146011	25	0,014314951	45	-0,00247349	65	-0,022284955
5	-0,020929191	26	0,002473283	46	0,013893446	66	-0,047790903
6	-0,011961243	27	-0,009752894	47	0,030467601	67	-0,073406266
7	-0,002473018	28	-0,02203843	48	0,046804595	68	-0,098456107
8	0,007285626	29	-0,034047894	49	0,062450287	69	-0,122242231
9	0,017052183	30	-0,045444252	50	0,07695216	70	-0,144057845
10	0,026558333	31	-0,055897815	51	0,089871011	71	-0,163202823
11	0,035537068	32	-0,065095206	52	0,100792694	72	-0,178999256
12	0,04372993	33	-0,072748139	53	0,109339601	73	-0,190806934
13	0,050894174	34	-0,078601768	54	0,115181622	74	-0,198038431
14	0,056809654	35	-0,082442378	55	0,118046281	75	-0,200173423
15	0,061285263	36	-0,084104208	56	0,117727803	76	-0,196771935
16	0,06416472	37	-0,083475205	57	0,114094848	77	-0,187486186
17	0,065331569	38	-0,080501546	58	0,107096699	78	-0,172070753
18	0,064713212	39	-0,075190761	59	0,096767723	79	-0,150390796
19	0,062283872	40	-0,067613365	60	0,083229939	80	-0,122428134
20	0,058066372

n a

81	-0,088285002
82	-0,048185366
83	-0,002473726
84	0,048388594
85	0,103829644
86	0,163175427
87	0,225660716
89	0,356611612
90	0,423214887
91	0,489266451
92	0,553768875
93	0,615731167
94	0,674187436
95	0,728215241
96	0,77695324
97	0,819617762
98	0,855517962
99	0,884069233
100	0,904804592
101	0,917383797
102	0,9216

Таким образом, получим 2*N+1=103..

Полосовой фильтр 1. (ПФ1)

Частоты среза фильтра: кГц, кГц ;

рад/с;

рад/с;

Частота дискретизации f_>Д>=13 кГц;

Период дискретизации фильтра для определения порядка данного фильтра:

мс.

Переходная функция :

.

Рис.4. Переходная функция ПФ1.

Определим коэффициенты фильтра ПФ1:

Таблица 3.

n	a	27	0,050566544
0	-0,027392762	28	0,009754081
1	-0,049172612	29	-0,011037791
2	-0,057498995	30	-0,001629017
3	-0,049981285	31	0,033889051
4	-0,031300945	32	0,077854621
5	-0,011253529	33	0,106118285
6	-0,000340822	34	0,098772242
7	-0,004862821	35	0,049903812
8	-0,023768747	36	-0,028191457
9	-0,048803001	37	-0,108781867
10	-0,068018861	38	-0,161509497
11	-0,071175102	39	-0,166035038
12	-0,054593763	40	-0,122644307
13	-0,023199651	41	-0,054716469
14	0,011335417	42	-0,001027688
15	0,035666075	43	-9,11331E-05
16	0,040864762	44	-0,072393216
17	0,026753627	45	-0,207878004
18	0,002377281	46	-0,36456585
19	-0,017802566	47	-0,480163419
20	-0,020450558	48	-0,493412799
21	0,000250373	49	-0,367750032
22	0,039336231	50	-0,108340337
23	0,082625786	51	0,234522697
24	0,112674731	52	0,57791205
25	0,116628962	53	0,831063217
26	0,09245668	54	0,924

Таким образом, получим 2*27+1=55.

Полосовой фильтр 2. (ПФ2)

Частоты среза фильтра: кГц, кГц ;

рад/с;

рад/с;

Частота дискретизации f_>Д>=18 кГц;

Период дискретизации фильтра для определения порядка данного фильтра:

мс.

Переходная функция :

.

Рис.5. Переходная функция ПФ2.

Определим коэффициенты фильтра ПФ2:

Таблица 4.

n	a	n	a	n	a	n	a
0	-0,011403272	26	0,008564942	51	-0,008846573	76	-0,18082
1	-0,000671233	27	0,021102423	52	0,037595032	77	-0,1784
2	-0,002996937	28	0,004265003	53	0,080410875	78	0,095797
3	-0,018770032	29	-0,036469236	54	0,051282637	79	0,448421
4	-0,022854085	30	-0,056323545	55	-0,042798877	80	0,481368
5	0,001126855	31	-0,024681939	56	-0,112227487	81	0,024559
6	0,034325515	32	0,032843223	57	-0,083934873	82	-0,58945
7	0,040979404	33	0,059807045	58	0,010970719	83	-0,77512
8	0,011187719	34	0,033616102	59	0,072924662	84	-0,27695
9	-0,025443793	35	-0,010193441	60	0,052722936	85	0,516062
10	-0,033795035	36	-0,024329191	61	0,004870193	86	0,897
11	-0,013271274	37	-0,007485342	62	0,006592027
12	0,005692888	38	0,000376818	63	0,047575263
13	0,002823747	39	-0,022171202	64	0,039797492
14	-0,007074135	40	-0,043667715	65	-0,056146793
15	0,002253171	41	-0,019772772	66	-0,152792284
16	0,028241957	42	0,041957097	67	-0,123885355
17	0,037692296	43	0,079697904	68	0,034673544
18	0,008942625	44	0,047836289	69	0,175624872
19	-0,035597973	45	-0,025176686	70	0,159227505
20	-0,051085442	46	-0,066753777	71	0,017255804
21	-0,02221679	47	-0,044175408	72	-0,085824627
22	0,01877206	48	0,001261156	73	-0,058283491
23	0,031228765	49	0,012420123	74	0,003729665
24	0,013463011	50	-0,008885547	75	-0,047156433
25	-0,000947481

Таким образом, получим: 2*N+1=87.

Полосовой фильтр 3. (ПФ3)

Частоты среза фильтра: кГц, кГц ;

рад/с;

рад/с;

Частота дискретизации f_>Д>=18 кГц;

Период дискретизации фильтра для определения порядка данного фильтра:

мс.

Переходная функция :

.

Рис.6. Переходная функция ПФ3.

Определим коэффициенты фильтра ПФ3:

Таблица 5.

n	a	n	a	n	a
0	0,040797115	16	-0,020022291	32	0,033266
1	0,001220133	17	0,055837751	33	0,260118
2	0,039978222	18	0,098343639	34	-0,09252
3	0,02276506	19	-0,121159876	35	-0,25744
4	-0,105348775	20	-0,099106166	36	0,086745
5	-0,016132812	21	0,105674587	37	0,060059
6	0,099578035	22	0,034090375	38	0,051138
7	0,000120154	23	0,00765609	39	0,204207
8	-0,018054176	24	0,033408102	40	-0,26949
9	-0,004859298	25	-0,15056655	41	-0,34219
10	-0,082884453	26	-0,049309806	42	0,383098
11	0,033032806	27	0,20912763	43	0,239879
12	0,12739375	28	0,019199721	44	-0,17655
13	-0,050946367	29	-0,114030202	45	0,0433
14	-0,081052541	30	0,000617104	46	-0,43205
15	0,02041495	31	-0,089953059	47	-0,30865
				48	1,286545
				49	0,361651
				50	-2,03978
				51	-0,1583
				52	2,34

Таким образом, получим: 2*N+1=53

Полосовой фильтр №4 (ПФ4)

Частоты среза фильтра: кГц, кГц ;

рад/с;

рад/с;

Частота дискретизации f_>Д>=18 кГц;

Период дискретизации фильтра для определения порядка данного фильтра:

мс.

Переходная функция :

Рис.7. Переходная функция ПФ4.

Определим коэффициенты фильтра ПФ4:

Таблица 6.

n	a	n	a
0	-0,039924801	13	-0,14859
1	-0,036859051	14	-0,03612
2	-0,030099957	15	0,339846
3	0,181767777	16	-0,44409
4	-0,262616392	17	0,188865
5	0,179398893	18	0,21898
6	-0,00735706	19	-0,34919
7	-0,074570718	20	-0,03768
8	-0,033569017	21	0,674093
9	0,236141895	22	-0,90173
10	-0,323321834	23	0,190798
11	0,185039538	24	1,350195
12	0,056604813	25	-2,93165
		26	1,8

Таким образом, получим: 2*N+1=27

Результаты определения порядка фильтров удобно представить в следующем виде:

Таблица 7.

Фильтр	Полоса пропускания	N Tд, с	N	Максимальная точка АЧХ
ФНЧ1	0-0,54	0,0042	93	4,2
ПФ1	0,54-1	0,0043	95	4,3
ПФ2	1-2,9	0,0162	36	1,6
ПФ3	2,9-7	0,0009	20	0,88
ПФ4	7-11	0,0006	13	0,56

После ограничения функции и внесения запаздывания можно произвести вычисление коэффициентов фильтра:

a0=k(0)=a2N;

a1=k(Tд)=a2N-1;

a2=k(2*Tд)=a2N-2;

…

aN=k(N*Tд).

Получив массив коэффициентов, можно записать АФЧХ фильтра с конечным импульсным откликом.

H(Z)=a0+a1*Z^-1+…+a2N+1*Z^-(2N+1), Z=e^jwt

H(jw)=a0+a1*e^-jwt+…+a2N+1*e^-(2N+1)*jwt=a0+a1*Cos(w*Tд)+…+a2N+1*Cos(2N+1)*w*Tд-j*(a1*SinwTд+…+a2N+1*Sin(2N+1)wTд)

Запишем это выражение в более удобной для программирования форме:

H(jw)=Re(w)+jJm(w),

Тогда АЧХ фильтра

/H(jw)/= Re^2(w)+Jm^2(w)

Рис.8. Общая схема DSP-системы

Сигнал, поступающий на аналоговый вход системы предварительно ограничивается по частоте с помощью противопомехового фильтра нижних частот. Затем он передается на АЦП. В выделенный момент дискретизации конвертер прерывает работу процессора и формирует соответствующую выборку.

В DSP входные данные обрабатываются по программному алгоритму. Когда процессор заканчивает необходимые вычисления, он посылает результат в ЦАП. ЦАП конвертирует выход DSP в желаемую аналоговую форму. Выход конвертора сглаживается восстанавливающим фильтром нижних частот.

Произвольный главный машинный интерфейс служит для связи DSP с внешними системами, передающими и принимающими данные и сигналы управления.

Организация интерфейса между устройствами аналогового

ввода-вывода, кодеками и DSP-процессорами.

Так как большинство приложений цифровой обработки сигналов требует наличия одновременно АЦП и ЦАП, то широкое развитие получили универсальные устройства, интегрирующие функции кодека и портов ввода-вывода на одном кристалле и обеспечивающие простое подключение к стандартным DSP-процессорам. Эти устройства называют аналоговыми оконечными устройствами (далее по тексту-AFE-Analog Front End ) .

Функциональная схема микросхемы AD73322 показана на рис.3. Данный прибор представляет собой двойной AFE с двумя 16-разрядными АЦП и двумя 16-разрядными ЦАП с возможностью работы с частотой дискретизации 64 кГц. ИС AD73322 разработана для универсального применения, включая обработку речи и телефонию с использованием сигнал/шум на уровне 77дБ в пределах голосовой полосы частот.

Каналы АЦП и ЦАП имеют программируемые коэффициенты усиления по входу и выходу с диапазонами до 38дБ и 21 дБ соответственно. Встроенный источник опорного напряжения величиной +2ю7-5.5 В. Его потребляемая мощность при напряжении питания +3 В составляет 73 мВт.

Рис. 9. Функциональная схема микросхемы ADSP-2189.

Системный интерфейс DSP

Системный интерфейс представляет собой, набор программный и аппаратных возможностей управления DSP, сигналы управления включают в себя:

Reset – сигнал сброса,

Синхроимпульсы,

Входы флагов,

Сигналы запроса прерывания

Reset – останавливает выполнение инструкций и осуществляет аппаратный сброс. После сброса значение всех регистров, ВУ и генератора адреса не определенно.

Синхроимпульсы

Процессор использует ТТЛ совместимые импульсы подаваемые на вход CLKIN, или кварцевый резонатор включается между входами CLKIN и XTAL.

Программная загрузка процессора может инициализироваться не только сигналом RESET, но и программным путем. Процессор содержит управляющий регистр и при установке в нем бита BFORCE и 1 инициализируется программная загрузка. Во время программной загрузки все прерывания маскируются.

DSP имеет 1 или несколько входов для внешних прерываний IRQ1 и IRQ0, сюда подключаются сигналы запроса прерываний, каждый из который имеет свой уровень приоритета.

FI – входной флаг, может использоваться в условных командах перехода.

FO – может использоваться для разных целей как выходной управляющий сигнал. Сигнал FO не затрагивается аппаратным сбросом. Все остальные флаги устанавливаются в 1, при аппаратном сбросе.

ADDR – 14 разрядная шина адреса.

DATA – 24 разрядная шина данных.

RW/WR – управление направлением передачи данных (чтение из внешней памяти или запись)

Сигналы BMS, PMS, DMS позволяют выбирать одно из 3-х адресных пространств внешней памяти доступной процессору.

Процессор имеет интерфейс с внешней памятью 3-х видов:

1. Загрузочная память, то откуда производится начальная загрузка программы в процессор. Организованна в виде страниц, делится на 3-х байтные слова ( 24 разряда). Каждая страница имеет свой загрузочный адрес, в котором указан номер станицы, ее длина, и порядок считывания слов из страницы.

2. Память программ. Процессор адресует до 16 Кбайт 24-х разрядных слов памяти программ, из которых 2 Кбайта на кристалле Процессор записывает 14 разрядный. Адрес инструкции на шину PMA, инструкция или данные передаются в ВУ по 24 разрядной шине PMD. Если одновременно производится обращение к внешней памяти данных и внешней памяти программ, то сначала считывается информация из памяти программ. Выбор памяти программ осуществляется сигналом PMS, а направление передачи управляющим сигналом RW/WR. Внешняя память программ может отсутствовать.

3. Память данных. Процессор адресует 16 Кбайт 16 разрядных слов памяти данных, память данных на кристалле имеет объем 1 Кбайт. Данные переносятся по старшим 16 битам 24 разрядной шины данных. вся память данных разделена на 5 областей (внешняя), каждая из этих областей имеет свое число циклов ожидания, устанавливается программным путем. Благодаря этому различные области адресного пространства могут использоваться устройствами имеющими разное быстродействие. Используя запрос шины BR и сигнала прерывания шины BG, процессор может отдавать управление шиной внешнему устройству (HOST интерфейсу). Вход BR является асинхронным. Внешние устройства запрашивают шину установкой сигнала BR. Когда этот сигнал распознан, процессор отвечает установкой сигнала BG в следующем цикле, процессор останавливает свою работу если необходимо и переводит шины адреса и данных, а также сигналы RD/WR, BMS, PMS, DMS в 3-е состояние. После этого управление шиной передается внешнему устройству. Внешнее устройство возвращает управление шиной сбросом сигнала BR, процессор отвечает сбросом сигнала BG. После этого работа процессора возобновляется с того момента где она была приостановлена.

­­ На рис. 10 показана система на базе процессора ADSP-2189M, использующая полномасштабную модель памяти. Она включает два устройства, работающие через последовательные интерфейсы, 8-разрядную EPROM, внешнюю оверлейную память программ и данных. Возможность программной генерации циклов ожидания позволяет легко подключать быстрый процессор к более медленным периферийным устройствам. Процессор ADSP-2189M также поддерживает четыре внешних прерывания, семь универсальных сигналов ввода-вывода и два последовательных порта. Один из последовательных портов может быть сконфигурирован как источник двух дополнительных сигналов прерывания, один универсальный вход и один универсальный сигнал вывода, что даст в сумме шесть внешних сигналов прерывания, девять каналов ввода-вывода общего назначения при сохранении одного полнофункционального последовательного порта. Процессор ADSP-2189M может также работать в режиме доступа к хост-памяти (host memory mode), который позволяет организовать доступ по всей ширине внешней шины данных, но ограничивает адресацию одним адресным битом. Дополнительные периферийные устройства могут быть подключены в режиме host memory mode при использованием внешних аппаратных средств для генерации и фиксации дополнительных адресных сигналов.

Рис.10.

Описание АЦП

В связи с быстрым развитием технологии смешанной аналогово-цифровой обработки сигналов устройства на базе DSP с высокой степенью интеграции, появляющиеся на рынке в настоящее время (например ADSP-21ESP202), имеют помимо DSP-ядра интегрированные АЦП/ЦАП, что снимает проблему организации интерфейса между отдельными компонентами. Дискретные АЦП и ЦАП теперь оснащаются интерфейсами, специально предназначенными для связи с DSP, и тем самым минимизируют или устраняют необходимость внешней поддержки интерфейса или применения интерфейсной логики. Высокопроизводительные сигма-дельта-АЦП и ЦАП в настоящее время выпускаются в одном корпусе (такое комбинированные решение называется КОДЕК или КОдер/ДЕКодер), например, AD73311 и AD73322. Данные устройства также разработаны с учетом минимальных требований к интерфейсной логике при работе с наиболее распространенными DSP-процессорами. В настоящей главе рассматриваются проблемы, связанные с передачей и синхронизацией данных при организации различных интерфейсов.

ОРГАНИЗАЦИЯ ПАРАЛЛЕЛЬНОГО ИНТЕРФЕЙСА С DSP-ПРОЦЕССОРАМИ: ЧТЕНИЕ ДАННЫХ ИЗ АЦП, ПОДКЛЮЧЕННОГО С ОТОБРАЖЕНИЕМ В АДРЕСНОЕ ПРОСТРАНСТВО ПАМЯТИ

Подключение АЦП или ЦАП через быстрый параллельный интерфейс к DSP-процессору требует понимания специфики процессов чтения данных DSP-процессором из периферийных устройств (АЦП), а также записи данных процессором в периферийные устройства (ЦАП) при подключении данных устройств в адресное пространство памяти. Вначале мы рассмотрим некоторые основные требования к временным параметрам сигналов, используемых для чтения и записи данных. Необходимо отметить, что принципы, представленные здесь на примере доступа к АЦП и ЦАП, применимы также при чтении и записи в/из внешней памяти.

Блок-схема типичного параллельного интерфейса DSP-процессора с внешним АЦП показана на рис 11. Эта диаграмма сильно упрощена и показывает только сигналы, используемые для чтения данных из внешнего устройства, подключенного в адресное пространство памяти. Использование отдельного задающего генератора для АЦП является предпочтительным, поскольку сигнал внутреннего генератора DSP-процессора может иметь высокий уровень помех и фазовый шум (jitter), который в процессе аналого-цифрового преобразования приведет к увеличению уровня шумов АЦП.

Тактовый импульс задающего генератора на входе "старт преобразования" (convert start) АЦП инициирует процесс преобразования входных данных (шаг N 1). По переднему фронту этого импульса внутренняя схема выборки-хранения АЦП переключается из режима выборки в режим хранения и таким образом начинается процесс преобразования. После выполнения преобразования на выходе АЦП выставляется строб преобразование выполнено (шаг N 2). Когда этот сигнал поступает на вход запроса прерывания DSP-процессора (IRQ), начинается процесс чтения данных из АЦП. Далее процессор выставляет на шине адрес периферийного устройства, инициировавшего запрос на прерывание (шаг N 3). В то же самое время процессор переводит в активное состояние сигнал доступа к памяти (DMS) (шаг N 4). Две внутренние шины адреса в процессоре ADSP-21XX (шина адреса памяти программ и шина адреса памяти данных) совместно используют внешнюю шину адреса, а две внутренние шины данных (шина данных памяти программ и шина данных памяти данных) совместно используют одну внешнюю шину данных. Сигналы выбора памяти начальной загрузки (BMS), выбора памяти данных (DMS), выбора памяти программ (PMS) и выбора памяти устройств ввода-вывода (IOMS) указывают, для какой памяти в данный момент используются внешние шины. Эти сигналы обычно используются для разрешения внешней дешифрации адреса, как показано на рис. 11. Выходной сигнал дешифратора адреса подается на вход chip select выбора периферийного устройства (шаг N 5).

Сигнал чтения памяти (memory read, RD) выставляется через промежуток времени tASR после активации сигнала DMS (шаг N 6). Чтобы полностью использовать преимущество высокой скорости DSP-процессора, сумма времени задержки дешифрации адреса и времени включения периферийного устройства после подачи сигнала выбора (chip select) не должна превышать время tASR. Сигнал чтения памяти (memory read, RD) остается активным (низкий логический уровень) в течение времени tRP. Этот сигнал используется для перевода в активное состояние параллельного выхода данных периферийного устройства (шаг N 7). Сигнал RD обычно подключается к соответствующему выводу периферийного устройства, называемому сигналом разрешения выхода или чтения (output enable или read). Восходящий (задний) фронт сигнала RD используется для ввода данных с шины в DSP-процессор (шаг N 8). После появления восходящего (заднего) фронта сигнала RD данные на шине должны удерживаться периферийным устройством в течение времени tRDH, называемого временем удержания данных. Для большинства процессоров семейства ADSP-21XX это время равно нулю.

Основные требования к временным параметрам периферийного устройства показаны на рис. 11. Все значения даны для процессора ADSP-2189M, работающего на тактовой частоте 75 МГц.

Рис 11. Подключение АЦП.

Процессор ADSP-2189M способен эффективно взаимодействовать с медленными периферийными устройствами при помощи имеющихся средств программирования длительности состояния ожидания. Имеется три специальных регистра для управления процессом ожидания: для памяти начальной загрузки, для памяти программ и для памяти данных и пространства ввода-вывода. Программист может задать от 0 до 15 тактов ожидания для каждого параллельного интерфейса памяти. Каждый такт ожидания увеличивает время доступа к внешней памяти на величину, равную по длительности одному такту генератора тактовых импульсов процессора (13.3 нс для процессора ADSP-2189M, работающего на тактовой частоте 75 МГц). В рассматриваемом примере сигналы адрес памяти данных, DMS и RD удерживаются неизменными в течение дополнительного времени, определяемого продолжительностью тактов ожидания. Микросхемы AD7854/AD7854L – это 12-разрядные АЦП, работающие с частотой отсчетов 100 или 200 кГц, которые имеют параллельный интерфейс. Эти АЦП работают от однополярного источника питания с напряжением от +3 В до +5.5 В и потребляют порядка 5.5 мВт (AD7854L при питании +3 В). Автоматическое переключение микросхемы в энергосберегающий режим после выполнения преобразования снижает потребляемую мощность до 650 мкВт. Функциональная схема AD7854/AD7854L показана на рис. 7.6. ИС AD7854/AD7854L реализует технологию преобразования методом последовательного приближения с применением ЦАП с перераспределением зарядов (ЦАП на переключаемых конденсаторах). Наличие режима калибровки позволяет избавиться от погрешности смещения и погрешности коэффициента усиления. Ключевые временные характеристики параллельного интерфейса между AD7854/AD7854L и ADSP-2189M показаны на рис. 12. Характеристики процессора ADSP-2189M приведены для тактовой частоты равной 75 МГц. Исследование временных соотношений, приведенных на рис 7.7, показывает, что для синхронизации работы двух устройств необходимо введение пяти тактов ожидания для процессора ADSP-2189M. Это увеличивает tRDD до 68.15 нс, что превышает минимальное время доступа к АЦП AD7854/AD7854L (t8 = 50 нс минимум). Длительность импульса чтения - tRP по той же причине увеличивается до 70.15 нс, что позволяет удовлетворить требование к длительности строба чтения (t7 = 70 нс минимум). Если периферийное устройство, включенное в адресное пространство памяти, не обладает чрезвычайно малым временем доступа, то использование режима ожидания совершенно необходимо для организации интерфейса с этим устройством, будь то АЦП, ЦАП или внешняя память.

Рис.12.

Схема интерфейса между двумя устройствами (АЦП и DSP) показана на рис. 13. В качестве сигнала окончания преобразования от AD7854/AD7854L используется сигнал BUSY. Нужно заметить, что показанная конфигурация позволяет DSP-процессору записывать данные в регистр управления параллельным интерфейсом AD7854/AD7854L. Это необходимо для установки различных опций в AD7854/AD7854L и выполнения процесса калибровки. Однако в обычном режиме чтение данных из AD7854/AD7854L осуществляется в соответствии с приведенным выше описанием. Запись в периферийные устройства, включенные в адресное пространство памяти, рассматривается в последующих разделах этой главы.

Параллельные интерфейсы между другими DSP-процессорами и внешними периферийными устройствами могут быть построены подобным способом, однако всякий раз необходимо тщательно изучить временные параметры всех соответствующих сигналов для каждого устройства. Техническая документация большинства АЦП содержит достаточную информацию для организации интерфейса с DSP-процессорами.

Рис.13.

Описание ЦАП

ОРГАНИЗАЦИЯ ПАРАЛЛЕЛЬНОГО ИНТЕРФЕЙСА С DSP-ПРОЦЕССОРАМИ: ЗАПИСЬ ДАННЫХ В ЦАП, ПОДКЛЮЧЕННЫЙ С ОТОБРАЖЕНИЕМ В АДРЕСНОЕ ПРОСТРАНСТВО ПАМЯТИ.

Схема стандартного интерфейса между DSP-процессором и параллельным периферийным устройством (например ЦАП) показана на рис. 14.

В большинстве приложений реального времени ЦАП функционирует непрерывно с постоянной тактовой частотой. Большинство ЦАП, используемых для этих приложений, осуществляет двойную буферизацию данных. Имеется входной регистр для фиксации данных, поступающих через асинхронный интерфейс с DSP-процессором, и далее регистр (называемый регистром хранения ЦАП), который управляет токовыми ключами ЦАП. Регистр хранения ЦАП синхронизируется внешним стабильным генератором, задающим частоту дискретизации. Кроме тактирования регистра хранения ЦАП, данный сигнал используется также для генерации сигнала прерывания DSP-процессора, который указывает на готовность ЦАП к приему новых входных данных.

Рис.14.

Таким образом, процесс записи инициируется периферийным устройством посредством установления сигнала запроса прерывания DSP-процессора, указывающего, что периферийное устройство готово к приему новых данных (шаг N 1). Далее DSP-процессор выставляет адрес периферийного устройства на адресной шине (шаг N 2) и переводит в активное состояние сигнал выбора памяти DMS (шаг N 3). Это приводит к тому, что дешифратор адреса выдает сигнал выбора (chip select) на периферийное устройство (шаг N 5). После спадающего (переднего) фронта сигнала DMS через промежуток времени tASW процессор переводит в активное нулевое состояние сигнал записи WR (шаг N 4). Длительность импульса WR составляет tWP нс. Данные помещаются на шину данных (D) и удерживаются в течение времени tDW, до перехода сигнала WR в неактивное единичное состояние (шаг N 6). Восходящий (задний) фронт сигнала WR используется для фиксации присутствующих на шине данных (D) во внешнюю параллельную память (шаг N 7). Данные на шине остаются достоверными еще в течение времени tDH после прохождения положительного фронта сигнала WR.

Основные требования по временным параметрам при записи данных в периферийное устройство показаны на рис. 14. Главным параметром здесь является длительность строба записи tWP. Для всех периферийных устройств, кроме самых быстрых, придется использовать циклы ожидания, т.к. этим устройствам нужно больше времени для доступа к данным.

Микросхема AD5340 – это 12-ти разрядный ЦАП, работающий на частоте дискретизации 100 кГц, имеющий параллельный цифровой интерфейс. Данный АЦП питается от однополярного источника питания напряжением +2.5-5.5 В и рассеивает мощность 345 мкВт (при напряжении питания 3 В). В энергосберегающем режиме потребляемая мощность прибора снижается до 0.24 мкВт. ЦАП AD5340 имеет в своем составе выходной буферный усилитель, который способен формировать выходной сигнал в диапазоне значений от нуля до напряжения питания. В ИС AD5340 можно задействовать или отключить встроенный буфер для источника опорного напряжения. В устройстве имеется встроенная схема формирования сигнала сброса при включении питания, гарантирующая нулевое значение сигнала на выходе ЦАП до тех пор, пока в ЦАП не будут записаны корректные данные. Структурная схема ЦАП показана на рис. 15. На входе прибора осуществляется двойная буферизация данных. Спецификация временных параметров цикла записи для ADSP-2189M дается для тактовой частоты 75 МГц.

Рис.15.

Исследование временных характеристик, изображенных на рис. 7.14, показывает, что для обеспечения совместимости по синхронизации между устройствами потребуется программирование двух циклов ожидания в процессоре ADSP-2189M. Это позволяет увеличить длительность строба записи (WR) до 30.25 нс, что превышает минимально необходимую длительность строба записи в ЦАП AD5340 (20 нс). Минимальное время установления данных в микросхеме AD5340, равное 5 нс, также перекрывается при использовании двух циклов ожидания. Схема интерфейса между двумя устройствами показана на рис. 16.

Параллельные интерфейсы с другими DSP-процессорами могут быть организованы подобным образом, для чего необходимо подробное изучение временных спецификаций всех соответствующих сигналов каждого из взаимодействующих устройств.

Рис.16.

Рис. 17. Принципиальная схема DSP системы.

Алгоритм работы устройства ADSP-21XX

{М=2N_>ФНЧ>+1+2N_>ПФ1>+1+2N_>ПФ2>+

_> >+1+2N_>ПФ3>+1+2N_>ПФ4>+1}

{a_>i>, x_>i> – массив, i=1,2..М}

Y=0

нет

чтение из порта входного значения в переменную b

X_>i+1>=X_>i>

да

X_>1>=b

Y=Y+X_>i>*a_>i>

вывод Y в порт вывода

Программа и графики АЧХ фильтров

program k(t);

uses crt,graph;

label 1,2,3;

const f1=1000;

const f2=520;

const fd=20000;

var A,Re,Mn,Td,w1,w2,w,wt,wtp:real;

n,x,y:integer;

Road:STRING;

f:text;

kt:array[0..105] of real;

begin

clrscr;

writeln ('File name?');

readln (road);

assign (f, Road);

rewrite(f);

writeln(f,' w',' ',' A');

w1:=2*pi*f1;

w2:=2*pi*f2;

Td:=1/fd;

n:=0;

w:=0;

x:=detect;

InitGraph(x,y,'c:\tp7\tp7\bgi');

line(0,479,640,479);

line(0,0,0,479);

repeat

wt:=2*pi*w/20000;

re:=0;

mn:=0;

n:=0;

repeat

if n=0 then goto 1 else goto 2;

2:kt[n]:=(sin(w1*n*Td)-sin(w2*n*Td))/(pi*n*Td);

goto 3;

1:kt[n]:=(w1-w2)/pi;

3:re:=re+kt[n]*cos(wt*n);

mn:=mn+kt[n]*sin(wt*n);

if n=0 then mn:=0;

n:=n+1;

until n>81;

A:=sqrt(sqr(re)+sqr(mn));

writeln (f,' ',w:5:2,' ',A:5:4);

x:=trunc(w/46.88);

putpixel(x,trunc(-A/41.67+480),7);

if w=620 then begin

y:=trunc(-A/41.67+480);

repeat

line(trunc(w/46.88),y,trunc(w/46.88),y+5);

y:=y+20;

until y>479;

end;

if w=1000 then begin

y:=trunc(-A/41.67+480);

repeat

line(trunc(w/46.88),y,trunc(w/46.88),y+5);

y:=y+20;

until y>479;

end;

w:=w+1;

until w>=20000;

close(f);

repeat until keypressed;

end.

Вывод.

В курсовой работе был успешно разработан эквалайзер, применяемый в микропроцессорной технике в системах передачи информации.

В качестве базового был использован в качестве сигнальный процессор семейства ADSP-21xx фирмы ANALOG DEVICES. Процессоры этой фирмы являются оптимальными по соотношению цены к качеству и нашли широкое применение в современных системах цифровой обработки сигналов.

Литература

1.Методические указания и задания на курсовой проект « Разработка эквалайзера »

2. Курс лекций по дисциплине « МИУСС » -