Разработка радиоприемного устройства импульсных сигналов



РАЗРАБОТКА ТЕХНИЧЕСКОГО ЗАДАНИЯ

Данное радиоприемное устройство диапазона СВЧ с ВИМ предназначено для организации радиорелейной связи и обеспечения приема многоканальных сигналов с временным уплотнением, с фазово (временно) импульсной модуляцией или приема цифровой информации. Данное РПУ входит в состав приемно-передающей промежуточной станции радиорелейной линии связи, т.е. является стационарным оборудованием. Отношение напряжения сигнала к напряжению шума является одним из наиболее важных параметров радиорелейной линии, т.к. оно определяет, по существу, возможную дальность связи, т.е. такое число ретрансляции, при котором напряжение шума в канале не превышает величины допустимой для телефонной передачи.



ВЫБОР СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ

При выборе структурной схемы приемного устройства мы должны учитывать требования технического задания, а именно: обеспечение сравнительно высокой чувствительности, избирательности, стабильности частоты гетеродина, а также учитывать минимум искажения формы импульсных сигналов при их усилении. Опираясь на вышесказанное можно остановить свой выбор на супергетеродинной схеме приемника. Для постоянства уровня выходного сигнала при значительных изменениях его на входе, придется включить в схему систему АРУ и несколько каскадов УПЧ. Избирательность по «зеркальному» каналу будет обеспечивать преселектор, а избирательность по соседнему каналу - неперестраеваемые фильтры каскадов УПЧ. После детектора, который выделяет огибающую радиоимпульса, находится видео усилитель (широкополосный усилитель т.к. спектр импульса занимает широкий диапазон частот и необходимо выполнить условие о неискажении формы импульсного сигнала при усилении), далее система АРУ, регулирующая входное напряжение первых каскадов УПЧ, которые осуществляют основное усиление на промежуточной частоте. После видео усилителя находится оконечное устройство, в качестве которого может быть УГС (усилитель групповых сигналов).

Структурная схема РПУ представлена на рис.1

ВЫБОР СХЕМЫ ГЕТЕРОДИНА И ЕГО ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ

При выборе схемы гетеродина, его рабочей частоты с учетом обеспечения заданных требований по стабильности частоты, необходимо учитывать, что при высокой частоте гетеродина, отклонение промежуточной частоты от номинального значения, на которое настроены селективные цепи тракта УПЧ, может быть довольно значительным (из-за нестабильности гетеродина), что ведет к уменьшению коэффициента усиления тракта, т.е. к ухудшению селективности и чувствительности РПУ вследствие смещения спектра сигнала промежуточной частоты относительно полосы пропускания тракта УПЧ. При «нижней» настройке (т.е.fc>fг) селективность тракта УПЧ по «зеркальному» каналу обычно выше, чем при «верхней» настройке, в силу несимметричности частотной характеристики колебательного контура. Отсюда ориентировочно f г<f с . Для достижения заданной стабильности частоты гетеродина, с учетом требований по экономичности, простоте эксплуатации можно ориентироваться на схему, выполненную на туннельном диоде, у которого fг= 3*10…..10 таб.1.1[1]

ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ ПРИЕЬНИКА

Полоса пропускания линейного тракта, форма основных характеристик (АЧХ,ФЧХ) в пределах полосы частот принимаемого сигнала должна удовлетворять требованиям допустимых искажений П=Fс+2fд+fзап [1],гдеFc - ширина спектра принимаемого сигнала , Fc=1/tуст, tуст - время установления импульса на выходе F=1/0.24*10= 4.16 МГц , 2fд- - Доплеровский сдвиг частоты принимаемого сигнала (в случае перемещения передатчика или приемника).В данном случае , рассматриваемый приемник , входящий в состав приемно-передающей аппаратуры РРЛ связи , является стационарным и 2fд=0, f зап - запас по частоте ,зависящий от нестабильности частоты принимаемого сигнала , нестабильности частоты гетеродина,погрешности в настройке контуровfзап=2(c*fc)+(г*fг)+(н*fг)+(пр*fпр) Последними двумя можно пренебречь в силу их малости . Итак fзап=2 = 198,925 КГц , с=4*10-по Т.З. , г=3*10 -это известно после выбора схемы гетеродина , fc=2*10Гц -частота сигнала . Так как мы выбираем нижнюю настройку частоты гетеродина : fг = fc – fпр, fпр 15/tu=15/1.2*10 =12.5 МГц Примем fпр=30МГц. Отсюда следует: fг=2*10-3*10= 1,97 ГГц Итак П=4,16 МГц + 198,925 КГц= 4,36 МГц По коэффициенту расширения полосы пропускания можно судить об использовании системыАПЧ. Если К1,5 то нужна система автоподстройки частоты , Кp=П/Fc Kp= 4.36 MГц/4,16 МГц = =1,04 < 1.5 отсюда следует, что система АПЧ не нужна Пf=1.1П=1,1*4,36МГц=4,796МГц - эффективная шумовая полоса, ПF=0.7П=0,7*4,36МГц=3,052МГц

РАСЧЕТ ДОПУСТИМОГО КОЭФФИЦЕНТА ШУМА.

ВЫБОР СХЕМЫ ПЕРВЫХ КАСКАДОВ ПРИЕМНИКА И ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ ДЛЯ НИХ.

В дециметровом диапазоне волн чувствительность приемника ограничивается только внутренними шумами каскадов и элементов. Внешними помехами можно пренебречь. Для обеспечения заданного задания отношения сигнал/шум на выходе линейной части приемника необходимо найти допустимый коэффициент шума Nдоп, при заданной реальной чувствительности: Nдоп Кр.ф[Pa.c/(k*To*Пш*р.вх)-ta+1] [2] где Pa.c= 4*10Bm реальная чувствительность приемника в виде номинальной мощности сигнала отдаваемой антенной согласованному с ней приемнику t a=Ta /To =160K/293K=0.546 - Относительная шумовая температура антенны. k=1.39 *10Дж/град – Постоянная Больцмана To=293K-Стандартная температура Пш=Пf=4.796МГц –Эффективная шумовая полоса пропускания р.вх=0,7=0,7=0,652 Пвых=0,5/tуст=0,5/0,24*10 = 2,08МГц - Полоса пропускания ВУ Крф=10= =10=0,98-Коэффициент передачи фидера -затухание в кабеле=0,02дб/м по Т.З ф -длина фидера = 4 м по Т.З Итак Nдоп= 0,98[4*10 /(1.39*10*293*4.796*10*0.652)-0.546+1] = 6.1=8дб При приеме сигналов на частотах более 1ГГц в качестве первого каскада можно выбрать преобразователь частоты на полупроводниковом смесительном диоде. Надо учесть, что преобразователь частоты со смесительным диодом имеет Крпч<1 и на коэффициент шума приемника будут заметно влиять шумы УПЧ. Поэтому в первом каскаде УПЧ рекомендуется использовать транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером, с малым Nmin и большим Кр= Y21э/Y12э и определить N э- коэффициент шума приемника No=(Nвх.ц+ [Nр-1]/Kpвх+[Nпч-1]/[Крвх*Курч] +[Nупч-1]/[Kрвх*Курч*Крпч] +………)/Lф [1] где Nвхц Nр Nпч Nупч - коэффициенты шума соответственно: входной цепи, усилителя радиочастоты, преобразователя радиочастоты, усилителя преобразователя частоты, а Кр-их коэффициенты передачи по мощности. Lф- коэффициент передачи мощности антенного фидера. Если не учитывать в первом приближении наличие тракта УРЧ, то формула упрощается No (tc/K рпч )+[(Nупч1 –1)/Крпч]=(tc+Nупч1-1)/Крпч [1] где tc =0.5…1.5 - шумовое отношение полупроводникового диодного смесителя. N упч - коэффициент шума первого каскада УПЧ К рпч - коэффициент передачи по мощности преобразователя частоты В схеме преобразователя частоты можно использовать диоды с барьером Шоттки ДБШ типа АА112Б, у которых потери преобразования Lпр 6дб , характеризующие уменьшение мощности сигнала при его преобразовании в сигнал промежуточной частоты, таб. 7.1. [1] Возьмем Lпр=4 дб=2,5 ,т.е. уменьшение мощности сигнала в 2,5 раза. Отсюда следует Крпч=1/Lпр=1/2,5=0,4 За основу каскада УПЧ можно взять ИМС серии К228УВ2 на основе транзисторов 2Т307Б с Nmin = 1,3, по данным расчета программы «TYNSAK » для расчета Y параметров и Nmin [5]. Так как Nупч1= 2Nmin , то Nmin1=2.6 Теперь есть все составляющие для вычисления коэффициента шума приемника. No (0.5=2.6-1)/0.4=5.2=7.2дб Так как в результате расчетов оказалось, что No<Nдоп, то отсюда следует, что первым каскадом, после входной цепи будет преобразователь частоты, т.е. УРЧ можно не использовать.

ВЫБОР ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ И ИЗБИРАТЕЛЬНЫХ СИСТЕМ ТРАКТА ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ. ВЫБОР ИЗБИРАТЕЛЬНОЙ

СИСТЕМЫ ВХОДНОЙ ЦЕПИ.

Для обеспечения избирательности по «зеркальному» каналу на входе радиоприемного устройства ставится полосковый полосно-пропускающий фильтр ППФ на связанных симметричных полосковых линиях. Для заданной частоты сигнала эквивалентное затухание резонатора на МПЛ

э =0,02. По рис. 2.2 [2] видно, что необходимое ослабление «зеркального» канала (25 Дб по 7.3) можно получить, выбрав 2-ух звенный фильтр. По рис.2.2 находится зк=5,8. Теперь находим fпр, обеспечивающая избирательность по «зеркальному» каналу:

1. fпр0,25 зк*dэсч*fo, где dэсч -эквивалентное затухание контуров[2]. Рекомендуется брать 0,002...0,004

Минимально осуществимое эквивалентное затухание тракта УПЧ: эп=q*o min [2] Для полученной fпр по табл. 2.6. [2] нужно выбрать q=2,6-коэффициент шунтирования контура и

o min =0,006 -минимально достижимое затухание контура эп = 2,6 *0,006=0,015

Коэффициент прямоугольности резонансной кривой тракта УПЧ для ослабления 25 Дб: Кпс=2fck/Пf [1],где 2fck - расстройка при ослаблении соседнего канала fck=5.5МГц Пf=4.796 МГЦ

Кпс=2*5,5*10/4,796*10=3,29 Вид и количество селективных элементов выбирается из табл. 2.7.[2], так чтобы Кпс был не больше требуемого. Кпс=3,0 при 3-ех каскадах, но при ослаблении соседнего канала 40 Дб. На каждый каскад приходится ослабление по 13 Дб. Заданное по Т.З. ослабление нам обеспечат, значит 2 каскада по 13 Дб. Итак, полученный коэффициент прямоугольности обеспечат две избирательные системы с двумя связанными контурами с критической связью между ними ( =1) и (м) =0,99

Для обеспечения заданной полосы пропускания многокаскадного усилителя с одинаковыми каскадами, промежуточная частота приемника должна удовлетворять неравенству:

2. fпр(fпл/эп)*(м)=(Пf /эп)*(м) [2]

Теперь следует определить fпр из условия обеспечения хорошего воспроизведения формы импульса на выходе детектора

3. f прu где u - длительность импульса

Далее следует определить fпр из условия обеспечения необходимой фильтрации напряжения ПЧ на входе детектора

4. f пр Fпл [3], где Fпл=ПF=3.052 МГц

Итак, в итоге получаем:

1.fпр0,25*5,8*0,004*2*10=11,6МГц

2.fпр (4,796*10/0,015)*0,99=316,5 МГц

3.fпр(10….20)/1,2*10= (8,33…..16,66)МГц

4.fпр (5….10)*3,052*10=(15….30)МГц

Окончательно можно выбрать fпр=30 МГц



ВЫБОР СХЕМЫ И ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ ТРАКТА ПЧ,

РАСЧЕТ ЧИСЛА КАСКАДОВ УСИЛЕНИЯ.

В приемниках дециметровых волн без усилителей радиочастоты существенным фактором, определяющим чувствительность приемников, является коэффициент шума тракта УПЧ. В таких случаях для снижения коэффициента шума приемника рационально после диодного преобразователя частоты первым включать малошумящие каскады УПЧ. Поскольку в приемниках с диодным преобразованием частоты влияние полосы входной цепи УПЧ на частотную характеристику УПЧ в первом приближении можно пренебречь, а применение коррекции или нейтрализации в малошумящих каскадах УПЧ нежелательно, так как это может увеличить коэффициент шума, низкий коэффициент шума этих каскадов должен достигаться благодаря использованию в них малошумящих транзисторов, подбору режимов их работы, специфическому построению как тракта УПЧ так и цепей соединяющих вход УПЧ с выходом преобразователя частоты. Желательно чтобы малошумящие каскады УПЧ имели достаточно высокий коэффициент усиления и возможность регулировки при заданном динамическом диапазоне входных сигналов. Необходимо так же обеспечить достаточную широкополосность тракта УПЧ для усиления импульсного сигнала при выполнении заданного требования по избирательности и устойчивости усиления. Этим требованиям в наибольшей мере соответствует применение в качестве усилительных каскадов УПЧ - усилительных каскадов на транзисторах, соединенных по каскадной схеме. В силу изложенного выше в качестве усилительного элемента выбираем ИМС серии 228, имеющей широкое применение. Для того чтобы найти коэффициент усиления УПЧ надо знать входное и выходное напряжение УПЧ. Так как за каскадами УПЧ расположен детектор, то Uвхдет.=Uвых.упч. Для нормальной работы детектора импульсного сигнала на его вход надо подавать U=1В, тогда Uвых.дет.=(0,4...0,5)В

Сначала требуется найти величину сигнала на входе УПЧ Uвх.упч= [2]

где Крф=0,98-коэффициент передачи фидера

Кр.вх.ц.=(0,25....0,1)-коэффициент передачи входной цепи в виде ППФ с затуханием на краях полосы пропускания порядка (8...10)Дб Крсм=0,4-коэффициент передачи смесителя на диодах с барьером Шоттки

q вых.см=0,002 См -активная составляющая входной проводимости смесителя

Uвх.упч==8,1*10В

Теперь можно найти коэффициент усиления трактата УПЧ

Купч =Uд*Кз/*U вх.упч , где Uд = 1В-напряжение сигнала на входе детектора (или Uвых. упч)

Кз = (1...2) - коэффициент запаса усиления

Купч=1*1/*8,1*10= 81934

Ориентировочное число каскадов УПЧ:

nlgKупч ; n lg81934 = 4.9 Принимаем n = 5

Каскады УПЧ собраны на ИМС серии К228УВ2 на основе транзисторов 2Т307Б, имеющих следующие параметры Uкэ max=10В, I к max=20мА, Р к max=15мВт, Сэ<3 nФ, Iко=0,5 мкА,o=60,

f/f=0.2, rэ= 20 Ом, r’б= 50 Ом, Ск= 6 пФ

Коэффициент шума этого транзистора уже рассчитан в [5] Nmin=1,3. Тогда коэффициент шума 1-го каскада УПЧ:

Nупч1=2*Nmin=2.6

Поскольку наибольшее влияние на шумовые параметры, в том числе и коэффициент шума всего тракта УПЧ оказывает первый каскад, то можно считать, что коэффициент шума УПЧ Nупч1

ВЫБОР СХЕМЫ И ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ ДЕТЕКТОРА И ВИДЕОУСИЛИТЕЛЯ

Для детектирования импульсных сигналов в основном применяется последовательная схема диодного детектора как наиболее простая и обеспечивающая широкую полосу пропускания. В качестве нелинейного элемента используется германиевый диод. Согласно техническому заданию на выходе радиоприемного устройства надо получить Um вых=5В. Необходимо определить коэффициент усиления импульсного усилителя: Kу=Umвых/Uвхд*Кд , где Uвхд = 1В-напряжение сигнала на входе детектора ,Кд=(0,4…0,5)- коэффициент передачи детектора

Ку=5/1*0,5=10

Так как выходное напряжение РПУ нужно получить на низкоомной нагрузке, то для согласования

необходимо использовать эмиттерный или стоковый повторитель с коэффициентом передачи Кэп=0,8, тогда окончательно коэффициент усиления импульсного усилителя:

К’у= Ку/Кэп=10/0,8=12,5 Принимаем К’у=13 . В качестве видео усилителя может быть применена ИМС серии КР 119 УН 1.

ВЫБОР СХЕМЫ И СПОСОБА РЕГУЛИРОВКИ УСИЛЕНИЯ.

РАСЧЕТ ЧИСЛА РЕГУЛИРУЕМЫХ КАСКАДОВ

И ПОСТОЯННОЙ ФИЛЬТРА АРУ.

Чтобы освободить оператора от операций регулировки усиления в условиях значительного динамического диапазона изменения уровня входного сигнала применяют АРУ, с помощью которой обеспечивают, необходимое для нормальной работы оконечных устройств, постоянство выходных сигналов.

В приемниках импульсных сигналов используют инерционные АРУ. Основное отличие импульсной системы от непрерывной состоит в том, что она содержит в цепи регулирования импульсный элемент, задачей которого является преобразование импульсного напряжения на выходе регулируемого усилителя в постоянное управляющее напряжение, пропорциональное уровню входных импульсных сигналов. Эта задача решается с помощью пикового детектора. С целью сохранения большей линейности регулировочной характеристики и уменьшения возможных нелинейных искажений сигнала целесообразно осуществить регулировку усиления первых каскадов усиления приемника, работающих с малым уровнем сигнала. Обычно регулируемыми являются первые каскады УПЧ. Требования к эффективности АРУ определяется заданием коэффициентов:

Dвх=Uвх.max/Uвх.min = 80 дб (10000) - динамический диапазон входного сигнала [3]

Dвых = Uвых.max / Uвых.min = 6 дб (2) - относительное, допустимое изменение амплитуды напряжения на выходе линейной части приемника. Необходимое изменение коэффициента усиления регулируемых каскадов: Dр.треб= Dвх - Dвых = 80 – 6 = 74 дб

Учитывая, что один каскад позволяет получить глубину регулировки до 25 Дб, выбираем число регулируемых каскадов р=3. Из соотношения Ез = Ко Um.вх.min = [3],где Um.вх.min - минимальная амплитуда напряжения на входе первого регулируемого каскада, при котором начинает работать система АРУ. Ез - напряжение задержки.

Um.вых.min - минимальная амплитуда напряжения на выходе последнего каскада, охваченного цепью регулирования системы АРУ при входном сигнале приемника, соответствующего его чувствительности:

Um.вх.min = U вх.упч = 8,1 мкВ=8,1*10В

Um.вых.min = Uвых.min= 5В

Далее необходимо найти напряжение задержки и коэффициент усиления.

Uвых.min = Ко U вх.упч,отсюда Ко = Uвых.min /U вх.упч=5/ 8,1*10= 617284

Ез = Ко Um.вх.min= 617284*8,1*10= 5В = Um.вх.min

Так как особые требования к динамическим свойствам АРУ не предъявляются, то выбираем простейшую однозвенную структуры АРУ. Теперь надо определить обобщенный параметр системы:

Мmax = p(1- 0.1p)( Up.max + Um.вых.min) /( Dвых-1)* Up.max * Um.вых.min

где Uрmax - максимальное регулирующее напряжение, которое подается на регулируемые усилители (УПЧ)

Up.max= Кд Uвых.max, где Кд - коэффициент передачи детектора. [1] Кд=1=Kару

Uвыхmax -максимальное изменение амплитуды сигнала на выходе.Так как Dвых = Uвых.max / Uвых.min = 6 дб=2, Uвых.min=5В

На выходе амплитуда сигнала максимально изменяется в 2 раза то есть Uвыхmax =10/2=5В , а Uвых.max= 10 В Uвыхmax=Uвыхmax -Uвых.min

Теперь можно вычислить U р max = 15 =5 В

Мmax = 3(1-0,1*3)(5+5) /(2-1)*5*5= 8,4

Длительность переходного процесса в системе АРУ:

ару =i *100 =100*2,8*10 =280*10с

где i - средний период следования импульсов (по Т.З. i =2,8*10)

Максимально допустимое значение постоянной времени фильтра цепи регулирования :

Тф( ару/2.3)(1 + Мmax)

Тф (280*10/2,3 )(1+ 8,4 ) = 0,56 мс

Проверка устойчивости системы АРУ:

Тф 2 Мmax =2*8,4*2,8*10= 47,04 мкс

Так как 47,04 мкс Тф0,56 мс, то система устойчива.

РАСЧЕТ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ СХЕМЫ

РАСЧЕТ ВХОДНОЙ ЦЕПИ.

В заданном диапазоне частот наиболее эффективным является полосно-пропускающий фильтр (ППФ), выполненный на полосковых линиях. Применение таких фильтров позволяет уменьшить габариты, вес и стоимость всего изделия. Для построения можно воспользоваться Чебышевской аппроксимацией частотной характеристики, поскольку она обеспечивает более крутые склоны , при меньшем числе звеньев фильтра , по сравнению с максимально плоской характеристикой Баттерборта. Суммарное затухание в полосе пропускания будет тоже наименьшим, что весьма важно для микрополосковых фильтров, активные потери которых относительно велики.

Исходные данные для расчета фильтра:

Средняя частота полосы пропускания fо=2 ГГц;

Полоса пропускания Ппр = fпр - f- пр= 2f пр= 0,06 ГГц

Затухание в полосе пропускания Ln (без учета активных потерь) Ln =1 Дб

Полоса заграждения П з = fз – f- з = 4 fпр= 0.12ГГц

Затухание на границах полосы заграждения Lз = 30 Дб

Волновое сопротивление подводящих линий Wо = 50 Ом

Толщина подложки h =1,0 мм с  = 9,6 - диэлектрическая проницаемость

Тангенциальный угол потерь tg = 10 -4 . Материал проводников - медь.

Далее требуется подсчитать число элементов «n» прототипной схемы ФНЧ:

n arch /arch(П з/ Ппр) [1]

n arch /arch(0.12/0.06) = arch62/ arcH3=ln(62+ )/ln(2+ ) = 3.65

Полученный результат округляем до ближайшего целого n = 4.

Следовательно, необходимое число связанных четвертьволновых звеньев фильтра равно n + 1 = 5.

По справочнику [6] для значения Ln = bn = 1 Дб находим величину 1/ =2.66 и обобщенные параметры прототипа: q1 =2.0991; q2 =1.0644; q3 =2.8312; q4 =0.7892

qo = * Ппр /2*fo = 0.0472; qn+1= q5 = qo *1/= 0.0472 *2.66 = 0.1254

По формуле Аi = qo/ [1] определяем коэффиценты :

А1 = 0.0472 = 0.149

А2 = 0.0472 = 0.032

А3 = 0.0472 = 0.027

А4 = 0.0472 = 0.032

А5 = 0.0472 = 0.150

Рассчитываем волновые сопротивления связанных линий каждого i-го звена фильтра при четном W и нечетном W видах возбуждения. Результаты расчета приведены в табл. 1

W= Wo(1+ Аi+ Аi2) W= Wo(1- Аi+ Аi2) [1]

Используя полученные значения W и W, по графику 4.29 [1] находим отношения размеров МПЛ каждого звена (  /h); и соответствующую относительную ширину зазоров связанных линий ( S/h ). По графикам рис. 4.29 (б) [1] находим эффективную диэлектрическую проницаемость МПЛ каждого звена э и с ее помощью находим liэ

lio = о/4эi [1]

где с= 3*1010 см/с - скорость света в воздухе

lio -длина отрезков для каждого звена фильтра

Полученные значения lio необходимо скорректировать на величину li, определяемую по рис.3.40 [1] и учитывающую влияние концевой емкости разомкнутого конца четвертьволнового отрезка МПЛ. Так как сосредоточенная концевая емкость увеличивает эффективную длину линии на величину l , зависящую от размеров МПЛ, поэтому физическая длина li= lio - li [1]. Расчетное значение li заносим в табл.1

Величину (/h ) =0.97 находим по графику 4.29(a)[1] для значений W = W = Wo = 50 O м

и ( S/h ) i  . Абсолютные значения i и Si находим через толщину подложки МПЛ «h», где h = 1мм. Далее по полученным результатам составляем топологическую схему ППФ, которая приведена на рис.2

Перейдем к расчету суммарного затухания ППФ в полосе пропускания. Поскольку геометрические размеры микрополосковых резонаторов фильтра близки между собой, полагаем их ненагруженные добротности Qo одинаковыми и потери рассеяния фильтра в середине Ппр Lo = 4.34*fo / (Ппр*Qo) [1]

где n = 4 -число элементов фильтра

q i -обобщенные параметры для каждого элемента фильтра

Qo - собственная ненагруженная добротность одиночного элемента фильтра

fo = 2ГГц - средняя частота Ппр фильтра . Ппр =0.06ГГц -полоса пропускания

ТАБЛИЦА 1

Звено N

1

2

3

4

5

W

58.61

51.62

51.62

51.62

58.61

W

43.63

48.48

48.48

48.48

43.63

(/h )i

0.95

1

1

1

0.95

i

0.95

1

1

1

0.95

( S/h ) i

1

3

3

3

1

Si

1

3

3

3

1

эi

6.2

6.3

6.3

6.3

6.2

liо,мм

15.06

14.94

14.94

14.94

15.06

li,мм

14.74

14.62

14.62

14.62

14.74

li,мм

0.315

0.32

0.32

0.32

0.315

Добротность Qo определяем для четвертьволновых резонаторов одинаковых между собой крайних звеньев фильтра, пологая резонатор несвязанным: Qo= *Qпд [1] , где -коэффициент, учитывающий снижение добротности резонатора, из-за потерь на излучение с разомкнутого конца резонатора;

Qпд = Qn –добротность , определяемая диэлектрическими потерями в подложке (для высококачественных диэлектриков, имеющих tg = 10-4 ):

Qn= *W* эi */6 [1] , где  - ширина проводника резонатора, м; W - волновое сопротивление МПЛ,Ом; = 5.8 *107См/м - удельная проводимость проводника из меди.

fo=2ГГц-средняячастота Находим волновое сопротивление МПЛ для крайнего резонатора W = (314/)*(1 + /h)=314/ * (1+0.95) = 52 Ом где  =9.6-диэлектрическая проницаемость подложки из поликора. (/h) = 0,95 - отношение размеров МПЛ крайнего резонатора

Теперь можно найти Qп, но сначала определим э -эффективную диэлектрическую проницаемость среды в МПЛ:

э = 0,5[1 + ( - 1)/] [1]

э = 0.5[ 1+ 9.6(9.6-1)/

Qп = 0.95*10-3*52**/6 = 228 = Qпд

Определяем значение коэффициента, учитывающего снижение добротности из-за потерь на излучение:

=1 – 5,04*104( h/)1.8[(э+1)/ э – (э-1)2/2ээ*ln(э +1)/(э-1)]*1/W

где h = 1мм-толщина подложки

= c/fo = 150 мм - длина волны в воздушном пространстве

W = 52 Ом - волновое сопротивление

= 1- 5.04*104(1/150)1,8[(6.6+1)/6.6-(6.6-1)2/(2*6.6*)*ln(+1)/ (-1)]*1/52 = 0.95

Отсюда имеем Qо= * Qпд =0,95 * 228=218

Теперь можно найти потери рассеяния фильтра

Lo = (4.34*2/0.06*218)(2.0991+1.0644 +2.8312 +0.7892) = 4.5 дб

Потери рассеяния фильтра на границах Ппр найдем из соотношения : Lогр=(2…3) Lo = 2,5*4,5 = 11,25 дб [1]

Суммарное затухание фильтра на границах Ппр: L = 1 + 11,25 = 12,25 дб

Вид Чебышевской характеристики фильтра на рис.3

РАСЧЕТ СМЕСИТЕЛЯ.

В современных радиоприемных устройствах СВЧ диапазона в качестве преобразователя частоты применяют в основном двухдиодные балансные смесители (БС). Основным их достоинством является способность подавлять шум АМ-колебаний гетеродина, что очень важно для получения низкого коэффициента шума. Балансный смеситель работает так же при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость к сигналам помех определенных частот и позволяет уменьшить мощность гетеродина, просачивающуюся в антенный тракт. В проектируемом приемнике в качестве смесителя выбираем схему БС на диодах с барьером Шоттки (ДБШ), при этом основными параметрами, характеризующими диод является Lпрб = Рс/Рпч- потери преобразования диода, характеризуют уменьшение мощности сигнала (Рс) при его преобразовании в сигнал промежуточной частоты [1]

nш = Pш.вых / Пп*k*To [1] -шумовое отношение, характеризует мощность выходного шума диода (Рш вых) на промежуточной частоте (с учетом шума источника сигнала) по сравнению с мощностью шума обычного резистора.

Nсд = Pш.вых Lпрб / Пп*k*To = Пп*k*To* nш *Lпрб / Пп*k*To = nш *Lпрб [1] -коэффициент шума диодного преобразования.

В качестве смесительного диода выбираем диод типа АА112Б, имеющего следующие пара метры:

Lпрб6 дб ; rвых= 440….640 Ом ; Рг= 3 мВт

Fорм=Lпрб(nш+0,41) 7дб - нормированный коэффициент шума диода [1]

Схема БС включает в себя два диода и элемент связи с источником сигнала гетеродином, который выполняется в виде четырехплечевого СВЧ моста.

Работа БС основана на ровном распределении мощности сигнала (Рс) и гетеродина (Рг) между диодами, но с определенным фазовым сдвигом. На выходе БС происходит суммирование сигналов, преобразованных диодами и подавление шумов преобразования . Схема БС приведена на рис. 4. В качестве элемента связи и делителя мощности Рс и Рг используем направленный ответвитель типа «тандем», который соединен с БС с помощью несимметричной МПЛ, волновое сопротивление которое рассчитывается по формуле:

Zo= 377h/э [1+1.735-0.0724(/h)-0.836], Ом

Для согласования диода с подходящей МПЛ используем четвертьволновые шлейфы Ш1 иШ2 , а для развязки между цепями сигнала, гетеродина и промежуточной частоты шлейфы Ш3 и Ш4. Расстояние от точки ввода колебаний сигнала и гетеродина до отвода диодов и включение диодов обеспечивает противофазное действие колебаний гетеродина на диоды и противофазное прохождение колебание сигнала за счет встречного включения диодов, в результате на выходе БС точки, вызванные шума гетеродина будут скомпенсированы, а токи частотами кратными частотами сигнала и гетеродина, замкнутыми через Ш3 и Ш4; т.е. не будут проходить на выход преобразователя. Контуры С1L1 и С2L2 представляют собой два ФНЧ , выполняемые в виде трансформаторов сопротивлений с Чебышевской характеристикой . Индуктивности L3 и L4 предназначены для цепи короткого замыкания токов диодов. Сложение преобразованного сигнала ПЧ происходит через конденсаторы С3 и С4. В качестве несимметричной МПЛ применена полосковая линия с волновым сопротивлением 50 Ом, тогда в соответствии с графиком рис.3.25 [1] при  =9.6 имеем соотношение размеров (о /h )=1,то есть при h=2мм ширина полоски о =2мм.

Делитель мощности выполнен на направленном ответвителе (HO) типа «тандем», два делителя которого с боковой связью и переходным затуханием 8.34 дб дают возможность реализации 3х-децибельного тандемного НО. Расчет такого НО сводится к расчету геометрических размеров связанных линий на подложке с = 9.6 при величине переходного затухания 8.34 дб. По графику рис. 11.10 [4] находим соотношение размеров (/h)=0.77 и S /h=0.18, где h=2мм -толщина подложки. Отсюда имеем :

= 0,77*2 = 1,54 мм; S = 0,18*2 = 0,36 мм

 - ширина МПЛ в области связи, S- расстояние между связанными МПЛ.

Длина МПЛ в области связи равна о /4 , где :

о = оК / - длина волны в несимметричной МПЛ

о = с / fср - длина волны в свободном пространстве

с -скорость распространения света

fср -средняя частота рабочего диапазона

Диапазон рабочих частот ограничен частотой сигнала f о = 2 ГГц и гетеродина f г = 1,97 ГГц

fср = ( f о +f г ), fср = (2+1,97)/2= 1,985ГГц отсюда находим о

о = 3*1010/1,985*109=15,1 см

Так как о= о/эф = тем К [6],где: тем -длина волны в МПЛ работающей с колебаниями волн типа ТЕМ. К=о /тем -Коэффициент удлинения волны эф = /К2 - эффективная диэлектрическая проницаемость подложки. Значение К для (/h)=0.77 найдем из соотношения: К= [/(1+0.63(-1) (/h)0.1255)]0.5 [6]

К=[9.6/(1+0.63(9.6-1)0.770.1255)]0.5=1.24

эф=9.6/1.242=6.24 эф= = 2.498

о= 15.1/2.498= 6.04 См о/4= 1.5Cм

Для сложения сигналов ПЧ с детекторных секций, выбираем конденсаторы такой емкости, чтобы сопротивление их было незначительным на частоте f пр С3=С4= 100пФ

Для развязки цепей внешнего смещения на диоды от ПЧ возьмем дроссель такой индуктивности, чтобы его сопротивление было достаточно большим L3 = L4 = 20мГн. На рис. 5 приведена схема стабилизатора тока диода.

РАСЧЕТ УПЧ

В качестве активного элемента выбираем ИМС серии К228УВ2 в типовом включении, поэтому расчет ведем для избирательной системы и элементов связи. Минимально допустимое с точки зрения стабильности формы частотной характеристики отношение эквивалентной емкости контура каскада к емкости, вносимой в контур транзисторами: a b* f пр / П [1] , где b = C11/ C11 C22/ C22 - относительное изменение входной и выходной емкости транзистора (при отсутствии дополнительных сведений следует брать b= 0.1...0.3)

Значение параметра для УПЧ с двухконтурными каскадами равно= 0.8….1. Для расчетов принимаем b= 0.2 , =0.9

f пр - промежуточная частота. П = 3.268 МГц - полоса пропускания. Возьмем a= 4

Теперь определить, какое количество каскадов обеспечат требуемый коэффициент усиления УПЧ (Коупч). Ранее рассчитанный Купч = 81934. Теперь определяем устойчивый коэффициент усиления Куст = Коэ (Y21*[Y12+Y22 ]-1)0.5 , где Коэ -устойчивый коэффициент усиления для схемы с ОЭ. Для данной схемы ( ОЭ-ОБ ) на ИМС значение Куст приводится в приложении 3 [5]. Куст =30.

Находим минимальное число избирательных систем для получения заданного усиления:

m lg Купч /lg Куст [1] m lg 81934/ lg 30 = 3.3 Выбираем m =4

Необходимое эквивалентное затухание контуров, обеспечивающее заданную полосу пропускания:

dэ = П/ f пр (m) [1], где (m) - величина равная отношению полосы пропускания одного резонансного контура к полосе пропускания УПЧ с числом избирательных систем m . Большее число избирательных систем обеспечат нам более малый коэффициент прямоугольности, то есть лучшую избирательность. (4) = 1,07 выбираем из табл. 6.1 [1]

dэ = (3,268*106/30*106)*1,07 = 0,116

Задаемся f о1 = f о2 = f пр dэ1= dэ2= dэ

d1= d2= d Cэ1= Cэ2 = Cэ

где f о1, f о2, dэ1,dэ2, d1, d2, Cэ1, Cэ2 - частоты настроек, эквивалентные затухания, собственные затухания и эквивалентные емкости контуров соответственно в коллекторной и базовой цепях. Для расчета вначале предполагаем простейший вариант реализации схемы с полным включением контура к коллектору транзистора, то есть m1=1.Критические значения эквивалентного затухания контуров определяются следующими выражениями:

d’ = d + g22/(2 f пр a C11)  d’= 0.01+ 0.112*10-3/(6.28*30*106*4*4.12*10-12) = 0.046

 [1]

d’’= d + g11 /(2 f пр a C22)  d’’= 0.01 + 0.26*10-5/(6.28*30*106*4*1.91*10-12) = 0.012

где d = 0.01 - собственное затухание контура , g11,g22,C11, C22 - соответственно: входные, выходные проводимости и емкости транзисторов каскада УПЧ.

В зависимости от соотношения dэ c d’ и d’’ (dэ >d’’) выбираем вариант расчета коэффициента включения m2 :

m2= [1] m2= = 0.68

Эквивалентную емкость контуров принимаем минимально допустимой:

Cэ =a C22 [1] Cэ = 4*1.91*10-12 = 7.64 пФ

Контура шунтируют резисторами с проводимостью

в коллекторной цепи:

qшн1=2 f пр Cэ (dэ-d)- m21*g22 [1]

qшн1= 6.28*30*106*7.64*10-12(0.116-0.01)-12*0.26*10-5= 0.15*10-3 См

в базовой цепи:

qшн2=2 f пр Cэ (dэ -d)- m22 *g11 [1]

qшн2 = 6,28*30*106*7,64*10-12(0,116-0,01)-0,682*0,112*10-3= 0,1*10-3 См

Отсюда: Rш1= 1/ qшн1= 1/0,15*10-3= 6,6 КОм Rш2= 1/ qшн2= 1/0,1*10-3= 10 КОм

Коэффициент усиления двухконтурного каскада на частоте настройки Кдк = / (1+2)* m2 * Y21 / (2 f пр Cэ dэ ) [1] ,

где  = 1 - обобщенный параметр связи между контурами.

Кдк = 1/(1+1)*(0,68*3,81*10-3)/(2*3,14*30*106*7,64*10-12*0,116)= 7,75

Поскольку Кдк< Куст , то усилитель устойчив и перерасчет коэффициентов включения не требуется.

Находим индуктивность контурных катушек: Lк=2,53*1010/ f пр2 Cэ [1], где f пр =30*103 КГц - частота настройки контура, равная промежуточной, Cэ =7,64 - эквивалентная емкость контура (в пФ),

Lк=2,53*1010/(30*103)27,64 = 3,68 мкГн

Находим емкость конденсаторов настройки контуров, полагая емкость монтажа Cм = 4 пФ

Cк1= Cэ - m21 C22- Cм Cк1 = 7,64 - 1,91*1 – 4 = 1 ,73 пФ

Cк2 = Cэ - m22 C11- Cм Cк2 = 7,64 - 4,12*0,682 - 4 = 1,73 пФ

Разделительные емкости: Cр50/2 f прRвх

Cр 50/6,28*30*106*400 = 660 пФ

В качестве конденсаторов Cк1 и Cк2 используем подстроечные конденсаторы типа КТ4-25 с пределами изменения емкости 0.4....2 пФ,а в качестве конденсаторов Cр используем конденсаторы типа К10-7В номиналом 680 пФ.

Схема каскада УПЧ и электрическая схема ИМС приведены на рис.6 и 7.

РАСЧЕТ ДЕТЕКТОРА РАДИОИМПУЛЬСОВ.

Для детектирования радиоимпульсов выбираем схему последовательного детектирования рис. 8. В качестве нелинейного элемента в детекторе используем германиевый диод типа Д2В, имеющий следующие параметры: Ri = 120 Ом , Сд =1пФ , f max = 150 МГц. Емкость конденсатора нагрузки берем равной Сн=10Сд-См= С’н -См [1],где См= 3....5 пФ- емкость монтажа, принимаем 4 пФ имеем : Cн =10 - 4 = 6пФ , С’н = 10 пФ , сопротивление нагрузки Rн = с /2,3*С’н [1] , где: с =0,2и - длительность среза видеоимпульсов с = 0,2*1,2*10-6=0,24 мкс

Rн = 0,24*10-6/2,3*10-12=11 КОм

Теперь проверяем выполнения условия Rн Cн >(1..2)/ f пр [1]

11*103*6*10-12>2/30*106 6.6*10-8>6*10-8

Определяем коэффициент передачи детектора и входное сопротивление по кривым, приведенным на рис.9.2 и 9.5 [1]

при Rн / Ri =11000/120=92 Кd=0.92

при Кd=0.92 имеем Rвхд / Ri=70 отсюда Rвхд =70*Ri Rвхд=120*70= 8,4 КОм

РАСЧЕТ СИСТЕМЫ АРУ.

Расчет системы АРУ начнем с расчета пикового детектора и фильтра нижних частот. Исходя из того, что значение постоянной времени цепи регулирования 47,04 мкс Тф 0,56 мс полагаем Тф =0,1 мс.Принимая Rф=10 Ком находим емкость фильтра . Сф= Тф / Rф= 0,1*10-3/104= 10нФ [1]

Находим постоянную времени заряда емкости нагрузки детектора з = 0,2 * и = 0,2*1,2*10-6 = 0,24 мкс ,где и - длительность импульсов. В качестве диода с большим обратным сопротивлением выбираем диод типа Д2В. Определяем величину емкости нагрузки детектора Cн Cнд, Cнд =з /( Rн + Ri ) [1] , где Rн =150 Ом - сопротивление нагрузки, Ri= 120 Ом - внутреннее сопротивление диода Cнд = 0,24*10-3/(120+150)=0,9 нФ

Теперь надо найти сопротивление нагрузки детектора АРУ.

Rнд= р / Cнд , где р -время разряда емкости [1]

р 0,1* Тф /4*Мmax , р 0,1*0.1*10-3/4*8.4; р 0.29мкс

возьмем р = 0,16 мкс Rнд=0,16*10-6/0,9*10-9=182 Ом

Далее найдем коэффициент передачи детектора:

Кд= р[1-exp(-и/з)][ 1-exp(-и/p)]/ Tи *[1-exp((-и/p) +(и/з)] [1]

Tи= 2.8 мкс

Кд= 0,2*10-6[1-exp(-6)][1-exp(-7.5)]/2.8*10-6*[1-exp(-2.5)]= 0.06

Рассчитаем цепь задержки, задаваясь напряжением смещения Uсм =12,6 В и током диода Iд=7,6 мА

R20.01* Rнд=0.01*182=1.8 Ом

R1= (Uсм-Ез )/Iд = (12,6 – 5)/7,6*10-3= 1 КОм

C1=50/(2 f пр R1)=50/6,28*30*106*103= 270 пФ

Теперь определяем элементы и их значения для межкаскадных развязывающих фильтров. Полагая

Rрф= 10 КОм , Cрф= 20/(2 f пр Rрф) имеем Cрф=20/(6,28*30*106*104)= 11пФ

Схема системы АРУ приведена на рис. 9

РАСЧЕТ АЧХ ТРАКТА УПЧ.

Резонансная система представляет собой два контура, связанных между собой при критическом параметре связи  =1. Рассчитаем частотную характеристику Н()

Н =(2/)n/2 [2] , где n=4 - число каскадов УПЧ

= 2f / dэ f пр -текущая расстройка; f -величина расстройки, отсчитываемая от f пр=30МГц dэ = 0,116 эквивалентное затухание контуров;

Полученные результаты заносим в таблицу N 2

ТАБЛИЦА 2

f,МГц

Н

1/Н,дб

f,МГц

Н

1/Н,дб

0

0

1

0

6,5

3,736

0,02

33,928

0,5

0,287

0,998

0,014

7

4,023

0,015

36,454

1

0,574

0,974

0,233

7,5

4,31

0,012

38,817

1,5

0,862

0,787

1,123

8

4,598

0,009

41,042

2

1,149

0,697

3,142

8,5

4,885

0,007

43,129

2,5

1,437

0,484

6,303

9

5,172

0,006

45,099

3

1,724

0,312

10,126

10

5,747

0,004

48,746

3,5

2,012

0,196

14,146

11

6,322

0,003

52,049

4

2,299

0,125

18,044

12

6,897

0,002

55,067

4,5

2,586

0,082

21,713

13

7,471

0,001

57,84

5

2,874

0,055

25,133

14

8,046

0,0009

60,413

5,5

3,161

0,039

28,286

15

8,621

0,0007

62,809

6

3,448

0,028

31,207

16

9,195

0,0006

65,048

РАСЧЕТ АМПЛИТУДНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРИЕМНИКА

С ВКЛЮЧЕННОЙ АРУ.

Для упрощения расчетов используем линейную аппроксимацию амплитудной характеристики, которая находится из соотношения: U вых = UвхminKo+(U вх – Uвхmin) Ko (D вых –1 )/(D вх-1) [7] где Ko =617284 - коэффициент усиления тракта УПЧ при действии системы АРУ; Uвхmin = 8.1*10-6 B- напряжение на входе первого регулируемого каскада УПЧ , при котором начинает работать система АРУ: (D вых –1 )/( D вх -1)=(2-1)/(10000-1)=1*10-4 Uвыхmin= Ko Uвхmin= Ез =5 В Uвхmax= Uвхmin D вх= 8.1*10-6*10000= 81 мВ Результаты расчета сведены в таблицу N3.

ТАБЛИЦА 3

Uвх,мкВ

Uвых,В

Uвх,мкВ

Uвых,В

Uвх,мкВ

Uвых,В

10

5,00

15000

5,9

55000

8,4

100

5,01

20000

6,2

60000

8,8

500

5,03

25000

6,5

65000

9,0

1000

5,06

30000

6,85

70000

9,3

2500

5,15

35000

7,2

75000

9,6

5000

5,3

40000

7,5

80000

9,9

7500

5,5

45000

7,8

82000

10,6

10000

5,6

50000

8,1



ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ПРИЕМНИКОВ.

ИЗМЕРЕНИЕ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ.

Для СВЧ приемников чувствительность принято оценивать по величине мощности сигнала на входе приемника, при которой: при заданном отношении сигнал/шум на выходе обеспечивается определенная реальная и предельная. Предельная чувствительность приемника характеризуется величиной мощности входного сигнала при отношении сигнал / шум р =1 на входе .Реальная чувствительность (Рас) приемника характеризуется наименьшим значением мощности сигнала на входе приемника, при котором на выходе приемника обеспечивается заданное значение отношения сигнал / шум р =10.

Уровень внешних шумов в СВЧ диапазоне сравнительно невысок и поэтому чувствительность СВЧ приемников ограничивается их собственными шумами и коэффициентом усиления, при этом чувствительность тем выше, чем больше коэффициент усиления, т.е. при измерениях желательно отключать систему АРУ, которая ограничивает амплитуду сигнала и шумов, при максимальном усилении. Для исключения действия различных электромагнитных наводок измерение следует проводить в экранированной камере (помещении) при заданных значениях температуры, влажности и давления.

Таким образом, для измерения реальной чувствительности СВЧ приемника необходимо найти значение предельной чувствительности Рпр = NKTш Пш = Ршвых/Кпр и умножить на заданное отношение сигнал / шумр =10. Рас = р Рпр=р NKTш Пш [2] где N- коэффициент шума приемника; К= 1,38 *10-23 Дж/град- постоянная Больцмана; Тш- шумовая температура приемника Пш- шумовая полоса пропускания Кпр- коэффициент усиления линейной части приемника Рш вых- мощность шумов на выходе приемника при р= 1 Для замера предельной чувствительности приемника необходимо поместить его в экранированное помещение при заданных внешних условиях, отключить или нейтрализовать действие системы АРУ и закоротив вход приемника замерить с помощью квадратичного вольтметра напряжение шумов на выходе линейной части приемника. Зная напряжение шумов, находят мощность шумов и, используя соотношение Рас = р Ршвых /Кпр находят реальную чувствительность приемника. Поскольку величина мощности шумов относительно мала, то при оценке реальной чувствительности приемника необходимо так же учитывать погрешность измерений. Зная мощность шумов на выходе приемника можно определить коэффициент шума приемника, используя соотношение: Ршвых= NKTш Пш отсюда N= Ршвых/ KTш Пш

ИЗМЕРЕНИЕ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ.

Избирательные свойства приемника оценивают по частотной характеристике тракта УПЧ и находят как соотношение чувствительности приемника U(f) при расстройке f к чувствительности настроенного на рабочую частоту приемникаUo . Различают избирательность по соседнему и зеркальному каналам, а также по каналу промежуточной частоты. Селективность (избирательность) по зеркальному каналу, отстоящему на две промежуточной частоты в сторону частоты гетеродина.з.к=20lg(Uзк / Uо ) Селективность на промежуточной частоте .пч=20lg(Uпч / Uо ) Селективность по соседнему каналу при f= 5,5МГц .с.к=20lg(Uск / Uо ) Для определения избирательности используют метод одного или двух сигналов. Для определения избирательности приемника в условиях близких к реальным, используем метод двух сигналов, заключающийся в том, что на вход приемника одновременно подают два сигнала, один из которых имитирует полезный сигнал, другой - сигнал помехи.

Измерение двухсигнальной избирательности по соседнему каналу производится следующим образом: берется два ГСС, один из которых настраивается на частоту 2 ГГц, а второй расстраиваем относительно первого на 5,5 МГц в сторону частоты гетеродина

т.е. настраиваем на частоту f= 1994,5МГц

Для повышения точности определения избирательности частоту настройки обоих ГСС контролируем с помощью частотомера. Оба генератора через эквивалент антенны подключаются ко входу приемника, при этом действие системы АРУ должно быть скомпенсировано или система должна быть отключена. Включаем ГСС, настроенный на частоту полезного сигнала и подаем на вход приемника модулированный полезный сигнал, уровень которого равен значению измеренной ранее чувствительности приемника, при этом второй ГСС должен быть выключен, хотя и подключенный ко входу приемника, что нужно для того чтобы создать приемнику на входе условия работы без помех. С помощью селективного вольтметра замеряем напряжение на выходе приемника. Затем выключаем модуляцию первого генератора и включаем второй ГСС, осуществляя требуемую модуляцию мешающего сигнала. Изменяя напряжение мешающего сигнала на выходе второго ГСС добиваемся получения на выходе приемника напряжения, в заданное число раз меньше, чем при подаче полезного сигнала (в данном случае в 10 раз или 20 Дб). Отношение полученного напряжения мешающего сигнала к напряжению полезного сигнала на входе приемника, выраженное в Дб, является показателем избирательности по соседнему каналу. Аналогично производится измерение избирательности по зеркальному каналу и на промежуточной частоте, при этом второй ГСС настраивается на частоту, отстоящую от частоты полезного сигнала на две промежуточных частоты в сторону меньших частот так как

fг = 1.997 ГГЦ < fс = 2ГГЦ или соответственно на частоту равную промежуточной.



ОЦЕНКА КАЧЕСТВА СПРОЕКТИРОВАННОГО РПУ.

В процессе проектирования РПУ были реализованы требования технического задания. Электрическая схема выполнена с применением интегрированных микросхем практически одной

серии К 228, при этом применение стандартных ИЭТ достигает 80, что обеспечивает достаточно высокую технологичность, ремонтопригодность и надежность РПУ. Настройка и регулировка РПУ заключается практически в настройке избирательных систем в процессе изготовления устройства на одну фиксированную частоту, т.е. регулировка устройства в процессе эксплуатации практически не нужна. Предполагаемое применение в качестве источника питания двухполярного источника постоянного тока позволяет уменьшить массу и габариты РПУ и обеспечить его работу в автономном режиме , что не маловажно для РПУ, применяемых в РРЛ связи. Применение микроволновой технологии обеспечивает возможность автоматизации процессов изготовления ППФ и смесителя, что позволяет получить их с более высокими характеристиками, а значит улучшить параметры РПУ. Поскольку мощность потребления РПУ незначительна, то при соответствующей более глубокой проработке все РПУ может быть реализовано по интегральной технологии в виде одной гибридной или интегральной микросхемы БИС.







СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ.



    Проектирование радиопередающих устройств под редакцией А.П.Сиверса - М: «Советское радио»,1976г

    Справочник по учебному проектированию приемно-усилительных устройств под редакцией М.К.Белкина - К : « Высшая школа »,1982г.

    Проектирование радиоприемных устройств, В.Д.Екимов, К.М.Павлов - М: « Связь » , 1970г.

    Справочник по элементам волноводной техники, А.Л.Фельдштейн - М: « Cоветское радио», 1967г.

    Устройство приема и обработки сигналов. Программа и методические указания для студентов специальности 2007, - Красноярск 1992г.

    Микроэлектронные устройства СВЧ,под редакцией Г.И.Веселова - М: « Высшая школа », 1988г

    Расчет системы АРУ транзисторных усилителей . С.А.Подлесный - Красноярск,КПИ, 1972г.

    Радиоприемные устройства. Методическое указание к выполнению контрольных заданий и курсового проектирования по курсу РПУ, - Красноярск ,1975г.

    Расчет радиоприемников. Н.В.Бобров и другие - М: « Воениздат », 1971г.



















































































































































































































ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ НА КУРСОВОЙ ПРОЕКТ

Разработка радиоприемного устройства иьпульсных сигналов

ПАРАМЕТРЫ ПРИЕМНИКА:

Частота – 2 ГГц

Вид модуляции – ВИМ

ОБЩИЕ ТРЕБОВАНИЯ К ПРИЕМНИКУ СВЧ ДИАПАЗОНА:

Отношение сигнал / шум на выходе линейной части приемника 10

Допустимое изменение амплитуды сигнала на выходе линейной части 6 дБ

Длина фидера 4 м

Затухание сигнала в фидере 0,02 дБ/м

Выходное напряжение приемника + 5 В

Сопротивление нагрузки 150 Ом

Емкость нагрузки 10 пФ

Интервал температур -20…+45°С

ПАРАМЕТРЫ ПРИЕМНИКА:

Длительность импульсов 1,2 мкс

Время установления сигналов на выходе 0,24 мкс

Средний период следования импульсов 2,8 мкс

Относительная нестабильность несущей частоты принимаемого сигнала 4·10-5

Шумовая температура антенны 160˚К

Реальная чувствительность 4•10-12 Вт

Ослабление зеркального канала 25 дб

Ослабление соседнего канала при расстройке 5,5 МГц 25 дб

Динамический диапазон входного сигнала 80 дб